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一、规范与测量

1、简介

多数电源应用必须减少电磁干扰 (EMI) 以满足相关要求，系统设计人员必须尝试各种方法来减少传导和辐射发射。

电磁兼容性 (EMC) 标准的合规性（例如，针对多媒体设备的 CISPR 32，针对汽车应用的 CISPR 25）是一项非常重要的任务，与产品开发成本和上市时间息息相关。

对于 DC/DC 转换器而言，虽然采用开关更快的电源器件可以提升开关频率并缩小尺寸，但在开关转换期间出现的开关电压和电流转换率（dv/dt 和 di/dt）有所提升，通常引起 EMI 加剧，导致整个系统出现问题。

例如，氮化镓 (GaN) 电源器件的开关速度极快，导致高频条件下的 EMI 增加 10dB。EMI 滤波器是电力电子系统不可或缺的组成部分，在总体积和总重量方面占比相对较大。因此，必须非常关注系统的 EMI 降噪和抑制，不仅要满足 EMC 规范，还需降低解决方案成本并提高系统功率密度。
本文是 EMI 系列文章的第一部分，回顾了相关标准和测量技术，主要侧重于传导发射。表 1 列出了与 EMI 有关的常用缩写和命名法。

表 1：与 EMI 和 EMC 相关的常见缩略语、缩写和单位

2、EMC规范

EMC 指系统或内含元器件在其电磁环境中按要求运行，不会对环境中的任何设备产生超出容限的电磁干扰的能力。此类干扰可能造成严重后果，因此各种国内和国际监管规范中均设立了 EMC 条款。

在欧盟区域内，通信市场销售的电源产品多年来通常采用 EN 55022/CISPR 22 产品标准，从而在传导和辐射发射两方面满足合规性要求，欧盟之外参照此标准的电源产品使用 CE 符合性声明 (DoC)，满足欧盟 EMC 指令 2014/30/EU 的合规性。

针对北美市场设计的产品符合 FCC 第 15 部分 的限值。IEC 61000-6-3 和 IEC 61000-6-4 通用 EMC 标准分别适用于轻工业和工业环境。

然而，在辐射方面，EN 55032 产品标准已取代 EN 55022 (ITE)、EN 55013（广播接收器和相关设备）和 EN 55103-1（音视频设备）。这一新标准正式成为符合 EMC 指令的统一辐射标准 [8]。更具体地说，之前根据 EN 55022 进行测试并在 2017 年 3 月 2 日后运往欧盟的所有产品，必须符合 EN 55032 的要求。

随着 EN 55022 标准撤销并由 EN 55032 取代，电源制造商和供应商需要按照新标准更新其 DoC 证书，从而合法地使用 CE 认证徽标。图 1 显示了在 150kHz 至 30MHz 的适用频率范围内，使用准峰值 (QP) 和平均值 (AVG) 信号检测器进行的传导发射的 EN 55022/32 A 类和 B 类限值。

图 1：使用准峰值和平均值检测器的 EN 55022 A 类和 B 类传导发射限值

对于汽车终端设备，未来 EMC 合规性的主要推动力无疑来自于通过车辆间通信支持的自主车辆。针对“板载接收器保护”的 CISPR 25 规范已针对传导发射设置了严格的限制，在 FM 频带（76MHz 至 108MHz）的限制尤为严格。

从监管角度而言，UNECE 10 号法规在 2014 年 11 月取代了欧盟的汽车 EMC 指令 2004/104/EC，其中要求制造商必须取得所有车辆、电子元器件 (ESA)、元器件和独立技术单元的型式认证。

CISPR 25 测试的传导发射均在 150kHz 至 108MHz 频率范围的特定频带内进行测量。具体而言，调节频率范围分布在 AM 广播、FM 广播和移动服务频带之间，如图 2 中的图象和表格所示。图 2 还绘制了 CISPR 25 5 类（最严苛的要求）的相关限值图象。尽管频带之间的带隙允许更高的噪声尖峰，但汽车制造商可能会根据其特定的内部 EMC 要求选择扩展这些频率范围。这些要求通常基于国际 IEC 标准，仅更改不同测试或限值的少量参数，其核心内容保持不变。

图 2：CISPR 25 5 类传导发射限值

为了应对 CISPR 25 限值带来的挑战，尤其是 FM 频带方面，请注意，50Ω 测量电阻产生的 18dBμV 对应的噪声电流仅为 159nA。

3、传导EMI测试

LISN 测量 EUT 产生的传导发射。它是插入 EMI 源和电源之间测量点的接口，确保 EMI 测量结果的可重复性和可比较性。图 3 所示为根据 CISPR 16-1-2或 ANSI C63.4。标准定义的标准 50μH LISN 的功能等效电路（并非完整原理图）。

LISN 提供：

在给定频率范围内，产生经过校准的稳定信号源阻抗。

在该频率范围内，将 EUT 和测量设备与输入电源隔离。

与测量设备建立安全适用的连接。

单独测量两条线路的总噪声级别，图 3 中以 L 和 N 表示。

图 3：使用 V 型 LISN 进行的传导发射测量

简而言之，使用信号源阻抗已知的预定义测试方案能够获得可重复性结果。注：LISN 可能包含一个或多个独立 LISN 电路。

LISN 的实质是 pi 滤波器网络。通过低通电感-电容 (LC) 滤波器，EUT 与输入电源线 L 和 N 相连，如图 3 所示。LISN 电感值基于在产品理想安装状态下，电源线的预期电感。

CISPR 16 和 ANSI C63.4 为 LISN 指定了一个 50μH 电感，该值与电信设备中约 50 米的配电布线系统的电感相符。相反，CISPR 25 指定 5μH LISN，与汽车线束的近似电感相对应。

LISN 为噪声发射信号提供明确定义的阻抗。LISN 制造商通常提供校准曲线，指示特定测量频率范围内的标称阻抗。根据 CISPR 16-1-2，允许的容差是 ±20% 的幅值和 ±11.5° 的相位。

对于使用 EMI 接收器或频谱分析仪进行的测量，噪声信号可通过高通滤波器网络（如图 3 所示）获得，该网络的耦合电容为 0.1μF，放电电阻为 1kΩ，测量端口的端接电阻为 50Ω 。图 4 显示了在 150kHz 至 30MHz 的频率范围，(50μH + 5Ω) || 50Ω LISN 的模拟阻抗图。

图 4：在 150kHz 至 30MHz 的调节频率范围内，测量端口处的 50Ω，50μH LISN 标称阻抗特性

4、汽车级CISPR 25 测试装置

图 5 显示了 CISPR 25 推荐的传导发射测试装置。该标准定义了待测系统的处理方式以及测量方案和设备。根据 CISPR 25 规范，LISN 在此处指定为 AN。当汽车功率回流线超过 200mm 时，EUT 远程接地，需要两个 AN：二者分别用于正电源线和功率回流线。相反，如果汽车功率回流线不超过 200mm，则 EUT 本地接地，只需将一个 AN 应用于正电源。

AN 直接安装在基准接地平面之上，AN 外壳与接地平面相连。电源回流线还与电源和 AN 之间的接地平面相连。将 EMI 接收器连接到相应 AN 的测量端口可确保成功测量每条电源线上的传导发射。与此同时，插入另一条电源线的 AN 的测量端口端接 50Ω 负载。

图 5：CISPR 25 传导 EMI 测试方案（电压法）概述

图 6 显示了用于预合规测试的 CISPR 25 传导发射试验室 [11]。LISN 是右侧的蓝色箱体，锂离子汽车电池位于其后，DUT 位于左侧的绝缘材料上。为了在特定电源电压下（例如 13.5V）进行测试，使用可变电压源从试验室外部通过隔板馈电。结果通过各自的 LISN 在线路端（热回路）和返回端（接地）获取。

图 6：使用两个单极 LISN 和铜箔接地平面的 CISPR 25 传导 EMI 测试装置

图 7 显示了典型的 CISPR 25 传导 EMI 扫描结果，黄色和蓝色分别表示峰值和平均测量值。我们可以看到 DC/DC 转换器安静地运行，传导发射远低于严格的 5 类限值。这种测量技术在 30MHz 以上发生改变，因为 EMI 接收器的 RBW 从 9kHz 调整为 120kHz，可能导致测量噪底发生变化。

图 7：典型的 CISPR 25 传导 EMI 测量

5、小结

有意或者无意产生的电磁能量均对其他设备造成电磁干扰。商业产品需要在正常运行过程中将产生的电磁能量降至最低水平。

世界各地的许多管理机构均对允许最终产品产生的传导和辐射 EMI 的等级进行了规定。采用适用的测量技术可以定量分析此类发射，以便采取适当的措施符合法规的合规性。
EMC 要求通常事关在 AC 电源线（和信号线）所测量系统的整体情况，而 DC/DC 转换器作为子元器件，并没有具体的 EMC 限值。然而，用户可以执行预合规性测试，确定 EMI 是否造成不良影响。

二、噪声传播和滤波

高开关频率是在电源转换技术发展过程中促进尺寸减小的主要因素。为了符合相关法规，通常需要采用电磁干扰 (EMI) 滤波器，而该滤波器通常在系统总体尺寸和体积中占据很大一部分，因此了解高频转换器的 EMI 特性至关重要。

在本系列文章的第 2 部分，您将了解差模 (DM) 和共模 (CM) 传导发射噪声分量的噪声源和传播路径，从而深入了解 DC/DC 转换器的传导 EMI 特性。本部分将介绍如何从总噪声测量结果中分离出 DM/CM 噪声，并将以升压转换器为例，重点介绍适用于汽车应用的主要 CM 噪声传导路径。

1、DM 和 CM 传导干扰

DM 和 CM 信号代表两种形式的传导发射。DM 电流通常称为对称模式信号或横向信号，而CM电流通常称为非对称模式信号或纵向信号。图 1 显示了同步降压和升压DC/DC拓扑中的DM和CM电流路径。Y电容CY1 和CY2 分别从正负电源线连接到GND，轻松形成了完整的CM电流传播路径 [1]。

图 1 同步降压 (a) 和升压 (b) 转换器 DM 和 CM 传导噪声路径

2、DM 传导噪声

DM 噪声电流 (IDM) 由转换器固有开关动作产生，并在正负电源线 L1 和 L2 中以相反方向流动。DM 传导发射为“电流驱动型”，与开关电流 (di/dt)、磁场和低阻抗相关。DM 噪声通常在较小的回路区域流动，返回路径封闭且紧凑。

例如，在连续导通模式 (CCM) 下，降压转换器会产生一种梯形电流，且这种电流中谐波比较多。这些谐波在电源线上会表现为噪声。降压转换器的输入电容（图 1 中的 CIN）有助于滤除这些高阶电流谐波，但由于电容的非理想寄生特性（等效串联电感 (ESL) 和等效串联电阻 (ESR)），有些谐波难免会以 DM 噪声形式出现在电源电流中，即使在添加实用的 EMI 输入滤波器级之后也于事无补。

3、CM 传导噪声

另一方面，CM 噪声电流 (ICM) 会流入接地 GND 线并通过 L1 和 L2 电源线返回。CM 传导发射为“电压驱动型”，与高转换率电压 (dv/dt)、电场和高阻抗相关。在非隔离式 DC/DC 开关转换器中，由于 SW 节点处的 dv/dt 较高，产生了 CM 噪声，从而导致产生位移电流。该电流通过与 MOSFET 外壳、散热器和 SW 节点走线相关的寄生电容耦合到 GND 系统。与转换器输入或输出端的接线较长相关的耦合电容也可能构成 CM 噪声路径。

图 1 中的 CM 电流通过输入 EMI 滤波器的 Y 电容（CY1 和 CY2）返回。另一条返回路径为，通过 LISN 装置（在本系列文章的第 1 部分中讨论过）的 50Ω 测量阻抗返回，这显然是不合需要的。尽管 CM 电流的幅值远小于 DM 电流，但相对来说更难以处理，因为它通常在较大的传导回路区域流动，如同天线一般，可能增加辐射 EMI。

图 2 显示了 Fly-Buck（隔离式降压）转换器的 DM 和 CM 传导路径。CM 电流通过变压器 T1 的集总绕组间电容（图 2 中的 CPS）流到二次侧，并通过接地 GND 连接返回。图 2 还显示了 CM 传播的简化等效电路。

图 2 Fly-Buck 隔离式转换器 DM 和 CM 传导噪声传播路径 (a)；CM 等效电路 (b)

在实际的转换器中，以下元件寄生效应均会影响电压和电流波形以及 CM 噪声：

• MOSFET 输出电容 (COSS)。

• 整流二极管结电容 (CD)。

• 主电感绕组的等效并联电容 (EPC)。

• 输入和输出电容的等效串联电感 (ESL)。

相关内容，我将在第 3 部分中进一步详细介绍。

4、噪声源和传播路径

正如第 1 部分所述，测量 DC/DC 转换器传导发射（对于 CISPR 32 标准，规定带宽范围为 150kHz 至 30MHz；对于 CISPR 25 标准，则规定频率范围为更宽的 150kHz 至 108MHz）时，测量的是每条电源线上 50Ω LISN 电阻两端相对于接地 GND 的总噪声电压或“非对称”干扰 [1]。

图 3 显示了 EMI 噪声的产生、传播和测量模型 [1]。噪声源电压用 VN 表示，噪声源和传播路径阻抗分别用 ZS 和 ZP 表示。LISN 和 EMI 接收器的高频等效电路仅为两个50Ω电阻。图 3 还显示了相应的 DM 和 CM 噪声电压 VDM 和 VCM，它们由两条电源线的总噪声电压 V1 和 V2 计算得出。DM（或“对称”）电压分量定义为 V1 和 V2 矢量差的一半；而 CM（或“非对称”）电压分量定义为 V1 和 V2 矢量和的一半 [2]。请注意，本文提供的 VDM 通用定义与 CISPR 16 标准规定的值相比，可能存在 6dB 的偏差。

图 3 传导 EMI 发射模型，其中显示了噪声源电压、噪声传播路径和 LISN 等效电路

CM 噪声源阻抗主要是容性阻抗，并且 ZCM 随频率的增大而减小。而 DM 噪声源阻抗通常为阻性和感性阻抗，并且 ZDM 随频率的增大而增大。

要降低传导噪声水平，确保噪声源本身产生较少的噪声是其中的一种方法。对于噪声传播路径，可以通过滤波或其他方法调整阻抗，从而减小相应的电流。例如，要降低降压或升压转换器中的 CM 噪声，需要降低 SW 节点 dv/dt（噪声源）、通过减小接地寄生电容来增大阻抗、或者使用 Y 电容和/或 CM 扼流器进行滤波。本系列文章的第 4 部分将详细介绍 EMI 抑制技术分类。

5、DM 和 CM EMI 滤波

无源 EMI 滤波是最常用的 EMI 噪声抑制方法。顾名思义，这类滤波器仅采用无源元件。将这类滤波器设计用于电力电子设备时特别具有挑战性，因为滤波器端接的噪声源（开关转换器）和负载（电线线）阻抗是不断变化的 [2] [3]。

图 4a 显示了传统的型 EMI 输入滤波器，以及整流和瞬态电压钳位功能（为直流/交流输入供电的 DC/DC 转换器提供 EMC 保护）。此外，图 4 还包括本系列文章第 1 部分中的 LISN 高频等效电路。

图 4：传统的 EMC 输入滤波器 (a)，包括 DM 等效电路 (b) 和 CM 等效电路 (c)。

典型 EMI 滤波器的两个 CM 绕组相互耦合，这两个绕组的 CM 电感分别为 LCM1 和 LCM2。DM 电感 LDM1和 LDM2分别是两个耦合的 CM 绕组的漏电感，并且还可能包括分立的 DM 电感。CX1和 CX2为 DM 滤波器电容，而CY1和CY2为 CM 滤波器电容。

通过将 EMI 滤波器去耦为 DM 等效电路和 CM 等效电路，可简化其设计。然后，可以分别分析滤波器的 DM 和 CM 衰减。去耦基于这样的假设，即 EMI 滤波器具有完美对称的电路结构。在实现的对称滤波器中，假设 LCM1 = LCM2= LCM，CY1 = CY2 = CY，LDM1 = LDM2 = LDM，并且印刷电路板 (PCB) 布局也完美对称。DM 等效电路和 CM 等效电路分别如图 4b 和图 4c 所示 [4]。

但是，严格来说，实际情况下并不存在完美对称，因此 DM 和 CM 滤波器并不能完全去耦。而结构不对称可能导致 DM 噪声转变成 CM 噪声，或者 CM 噪声转变成 DM 噪声。通常，与转换器噪声源和 EMI 滤波器参数相关的不平衡性可能导致这种模式转变 [5]。

6、DM 和 CM 噪声分离

传导 EMI 的初始测量结果通常显示 EMI 滤波器衰减不足。为了获得适当的 EMI 滤波器设计，必须独立研究待测设备 (EUT) 产生的传导发射的 DM 和 CM 噪声电压分量。

将 DM 和 CM 分开处理有助于确定相关 EMI 源并对其进行故障排除，从而简化 EMI 滤波器设计流程。正如我在上一部分强调的那样，EMI 滤波器采用了截然不同的滤波器元件来抑制 DM 和 CM 发射。在这种情况下，一种常见的诊断检查方法是将传导噪声分离为 DM 噪声电压和 CM 噪声电压。

图5 显示了无源和有源两种实现形式的 DM/CM 分离器电路，该电路有助于直接同时测量 DM 和 CM 发射。图 5a 中的无源分离器电路[4] 使用宽带 RF 变压器（如 Coilcraft 的 SWB1010 系列）在 EMI 覆盖的频率范围内实现可接受的分离结果，其中 T1 和 T2 的特征阻抗 (ZO) 分别为 50Ω 和 100Ω。将一个 50Ω 的电阻与 DM 输出端口的频谱分析仪的输入阻抗串联，实现图 3 中提供的 VDM 表达式的“除 2”功能。

图5：实现的用于分离 DM/CM 噪声的无源 (a) 和有源 (b) 电路。

图 5b 展示的是使用低噪声、高带宽运算放大器的有源分离器电路 [6]。U1 和 U2实现了 LISN 输出的理想输入阻抗矩阵，而 U3 和 U4 分别提供 CM 和 DM 电压。LCM 是一个 CM 线路滤波器（例如 Würth Elektronik 744222），位于差分放大器 U4 的输入端，用于增大 DM 结果的 CM 抑制比（共模抑制比)最大限度地减少 CM/DM 交叉耦合。

6、实例-汽车同步升压转换器

考虑图 6 中所示的同步升压转换器。该电路在汽车应用中很常见，通常作为预升压稳压器在冷启动或瞬态欠压条件下保持电池电压供应 [7]。

图 6：汽车同步升压转换器（采用 50Ω/5μH LISN，用于 CISPR 25 EMI 测试）。

在车辆底盘接地端直接连接一个 MOSFET 散热器，可以提高转换器的热性能和可靠性，但共模 EMI 性能会受到影响。图 6 所示的原理图中，包含升压转换器以及 CISPR 25 建议采用的两个 LISN 电路（分别连接在 L1 和 L2 输入线上）。

考虑到升压转换器的 CM 噪声传播路径，图 7 将 MOSFET Q1 和 Q2 替换为等效的交流电压流和电流源 [8]。图 7 中，还呈现了与升压电感 LF、输入电容 CIN 和输出电容 COUT 相关的寄生分量部分。特别是 CRL-GND，它是负载电路与底盘 GND 之间的寄生电容，包括长负载线和布线以及下游负载配置（例如，二次侧输出连接到底盘接地的隔离式转换器，或者用大型金属外壳固定到底盘上的电机驱动系统）所产生的寄生电容。

图 7：具有 LISN 的同步升压拓扑的高频等效电路。只有在 LISN 中流动的 CM 电流路径与 CM 发射测量相关。

漏源开关（SW 节点）电压的上升沿和下降沿代表主要的 CM 噪声源。CP1 和 CP2 分别代表 SW 与底盘之间以及 SW 与散热器之间的有效寄生电容。图 8 显示了 SW 节点电容（电场）耦合为主要 CM 传播路径时简化的 CM 噪声等效电路。

图 8：连有 LISN 的同步升压电路及其简化 CM 等效电路。

7、总结

对于电力电子工程师而言，了解各种电源级拓扑中 DM 和 CM 电流的相关传播路径（包括与高 dv/dt 和 di/dt 开关相关的电容（电场）和电感（磁场）耦合）非常重要。在 EMI 测试过程中，将 DM 和 CM 发射分开处理有助于对相关 EMI 源进行故障排除，从而简化 EMI 滤波器设计流程。

三、了解功率级寄生效应

DC/DC 转换器中半导体器件的高频开关特性是主要的传导和辐射发射源。本文章系列 [1] 的第 2 部分回顾了 DC/DC 转换器的差模 (DM) 和共模 (CM) 传导噪声干扰。在电磁干扰 (EMI) 测试期间，如果将总噪声测量结果细分为 DM 和 CM 噪声分量，可以确定 DM 和 CM 两种噪声各自所占的比例，从而简化 EMI 滤波器的设计流程。高频下的传导发射主要由 CM 噪声产生，该噪声的传导回路面积较大，进一步推动辐射发射的产生。

在第 3 部分中，我将全面介绍降压稳压器电路中影响 EMI 性能和开关损耗的感性和容性寄生元素。通过了解相关电路寄生效应的影响程度，可以采取适当的措施将影响降至最低并减少总体 EMI 信号。一般来说，采用一种经过优化的紧凑型功率级布局可以降低 EMI，从而符合相关法规，还可以提高效率并降低解决方案的总成本。

1、检验具有高转换率电流的关键回路

根据电源原理图进行电路板布局时，其中一个重要环节是准确找到高转换率电流（高 di/dt）回路，同时密切关注布局引起的寄生或杂散电感。这类电感会产生过大的噪声和振铃，导致过冲和地弹反射。图 1 中的功率级原理图显示了一个驱动高侧和低侧 MOSFET（分别为 Q1 和 Q2）的同步降压控制器。

以 Q1 的导通转换为例。在输入电容 CIN 供电的情况下，Q1 的漏极电流迅速上升至电感电流水平，与此同时，从 Q2 的源极流入漏极的电流降为零。MOSFET 中红色阴影标记的回路和输入电容（图 1 中标记为“1”）是降压稳压器的高频换向功率回路或“热”回路 [2]，[3]。功率回路承载着幅值和 di/dt 相对较高的高频电流，特别是在 MOSFET 开关期间。

图 1：具有高转换率电流的重要高频开关回路。

图 1 中的回路“2”和“3”均归类为功率 MOSFET 的栅极回路。具体来说，回路 2 表示高侧 MOSFET 的栅极驱动器电路（由自举电容 CBOOT 供电）。回路 3 表示低侧 MOSFET 栅极驱动器电路（由 VCC 供电）。这两条回路中均使用实线绘制导通栅极电流路径，以虚线绘制关断栅极电流路径。

2、寄生组分和辐射EMI

EMI 问题通常涉及三大要素：干扰源、受干扰者和耦合机制。干扰源是指 dv/dt 和/或 di/dt 较高的噪声发生器，受干扰者指易受影响的电路（或 EMI 测量设备）。耦合机制可分为导电和非导电耦合。非导电耦合可以是电场（E 场）耦合、磁场（H 场）耦合或两者的组合 - 称为远场 EM 辐射。近场耦合通常由寄生电感和电容引起，可能对稳压器的 EMI 性能起到决定性作用，影响显著。

3、功率级寄生电感

功率 MOSFET 的开关行为以及波形振铃和 EMI 造成的后果均与功率回路和栅极驱动电路的部分电感 [4] 相关。图 2 综合显示了由元器件布局、器件封装和印刷电路板 (PCB) 布局产生的寄生元素，这些寄生元素会影响同步降压稳压器的 EMI 性能。

图 2：降压功率级和栅极驱动器的“剖析原理图”（包含感性和容性寄生元素）。

有效高频电源回路电感 (LLOOP) 是总漏极电感 (LD)、共源电感 (LS)（即输入电容和 PCB 走线的等效串联电感 (ESL)）和功率 MOSFET 的封装电感之和。按照预期，LLOOP 与输入电容MOSFET 回路（图 1 中的红色阴影区域）的几何形状布局密切相关 [5]，[6]，[7]。

与此同时，栅极回路的自感 LG 由 MOSFET 封装和 PCB 走线共同产生。从图 2 中可以看出，高侧 MOSFET Q1 的共源电感同时存在于电源和栅极回路中。Q1 的共源电感产生效果相反的两种反馈电压，分别控制 MOSFET 栅源电压的上升和下降时间，因此降低功率回路中的 di/dt。然而，这样通常会增加开关损耗，因此并非理想方法 [8]，[9]。

4、功率级寄生电容

公式 1 为影响 EMI 和开关行为的功率 MOSFET 输入电容、输出电容和反向传输电容三者之间的关系表达式（以图 2 中的终端电容符号表示）。在 MOSFET 开关转换期间，这种寄生电容需要幅值较高的高频电流。

(1)

公式 2 的近似关系表达式表明，COSS 与电压之间存在高度非线性的相关性。公式 3 给出了特定输入电压下的有效电荷 QOSS，其中 COSS-TR 是与时间相关的有效输出电容，与部分新款功率 FET 器件 [10] 的数据表中定义的内容一致。

(2)

(3)

图 2 中的另一个关键参数是体二极管 DB2 的反向恢复电荷 (QRR)，该电荷导致 Q1 导通期间出现显著的电流尖峰。QRR 取决于许多参数，包括恢复前的二极管正向电流、电流转换速度和芯片温度。一般来说，MOSFET QOSS 和体二极管 MOSFET QOSS 会为分析和测量过程带来诸多难题。在 Q1 导通期间，为 Q2 的 COSS2 充电的前沿电流尖峰和为 QRR2 供电以恢复体二极管DB2 的前沿电流尖峰具有类似的曲线图，因此二者常被混淆。

5、EMI 频率范围和耦合模式

表 1 列出了三个粗略定义的频率范围，开关模式电源转换器在这三种频率范围内激励和传播 EMI [5]。在功率 MOSFET 开关期间，当换向电流的转换率超过 5A/ns 时，2nH 寄生电感会导致 10V 的电压过冲。此外，功率回路中的电流具有快速开关边沿（可能存在与体二极管反向恢复和 MOSFET COSS 充电相关的前沿振铃），其中富含谐波成分，产生负面影响严重的 H 场耦合，导致传导和辐射 EMI 增加。

表 1：开关转换器噪声源和常规 EMI 频率分类。

噪声耦合路径主要有以下三种：通过直流输入线路传导的噪声、来自功率回路和电感的 H 场耦合以及来自开关节点铜表面的 E 场耦合 [7]。

6、转换器开关波形分析建模

如第 2 部分所述，开关节点电压的上升沿和下降沿分别是非隔离式转换器中 CM 噪声和 E 场耦合的主要来源。在EMI 分析中，设计者最关注电源转换器噪声发射的谐波含量上限或“频谱包络”，而非单一谐波分量的幅值。借助简化的开关波形分析模型，我们可以轻松确定时域波形参数对频谱结果的影响。

为了解与开关节点电压相关的谐波频谱包络，图 3 给出了近似的时域波形。每一部分均由其幅值 (VIN)、占空比 (D)、上升和下降时间（tR 和 tF）以及脉宽 (t1) 来表示。其中，脉宽的定义为上升沿中点与下降沿中点的间距。

傅立叶分析结果表明，谐波幅值包络为双 sinc 函数，转角频率为 f1 和 f2，具体取决于时域波形 [11] 的脉宽和上升/下降时间。对于降压开关单元的各个输入电流波形，可以应用类似的处理方法。测得的电压和电流波形中相应的频率分量可以表示开关电压和电流波形边沿处的振铃特性（分别由寄生回路电感和体二极管反向恢复产生）。

图 3：开关节点电压梯形波形及其频谱包络（受脉宽和上升/下降时间影响）。

一般来说，电感 LLOOP 会增加 MOSFET 漏源峰值电压尖峰，并且还会加剧开关节点的电压振铃，影响 50MHz 至 200MHz 范围内的宽带 EMI。在这种情况下，最大限度缩减功率回路的有效长度和闭合区域显得至关重要。这样不仅可减小寄生电感，而且还可以减少环形天线结构发出的磁耦合辐射能量，从而实现磁场自消除。

稳压器输入端基于回路电感比率发生传导噪声耦合，而输入电容 ESL 决定滤波要求。减小 LLOOP 会增加输入滤波器的衰减要求。幸运的是，如果降压输出电感的自谐振频率 (SRF) 较高，传导至输出的噪声可降至最低。换言之，电感应具有较低的有效并联电容 (EPC)，以便在从开关节点到 VOUT 的网络中获得较高的传输阻抗。此外，还会通过低阻抗输出电容对输出噪声进行滤波。

7、等效谐振电路

根据图 4 所示的同步降压稳压器时域开关节点的电压波形可知，MOSFET 开关期间传输的寄生能量会激发 RLC 谐振。右侧的简化等效电路用于分析 Q1 导通和关断时的开关行为。从电压波形中可以看出，上升沿的开关节点电压明显超出 VIN，而下降沿的开关节点电压明显低于接地端 (GND)。

振荡幅值取决于部分电感在回路内的分布，回路的有效交流电阻会抑制随后产生的振铃。这不仅为 MOSFET 和栅极驱动器提供电压应力，还会影响宽带辐射 EMI 的中心频率。

图 4：MOSFET 导通和关断开关转换期间的同步降压开关节点电压波形及等效 RLC 电路。

根据图 4 中的上升沿电压过冲计算可得，振铃周期为 6.25ns，对应的谐振频率为 160MHz。此外，将一个近场 H 探头直接放在开关回路区域上方也可以识别该频率分量。利用计算型EM 场仿真工具 [12]，可以推导出与高频谐振和辐射发射相关的部分回路电感值。不过，还有一种更简单的方法。这种方法需要测量谐振周期 TRing1 并从 MOSFET 数据表中获取输入电压工作点的 COSS2，然后利用公式 4 计算总回路电感。

(4)

其中两个重要因素是谐振频率以及谐振固有的损耗或阻尼因子 。主要设计目标是通过最大限度减小回路电感尽可能提升谐振频率。这样可以降低存储的无功能量总值，减少谐振开关节点电压峰值过冲。此外，在趋肤效应的作用下，较高频率处的阻尼因子增大，提升 RLOOP 的有效值。

8、总结

尽管氮化镓 (GaN) 功率级 [6]，[9]，[10] 同步降压转换器通常在低于 3MHz 的频率下切换开关状态，但产生的宽带噪声和 EMI 往往高达 1GHz 甚至更高。EMI 主要由其快速开关的电压和电流特性所致。实际上，器件开关波形的高频频谱成分是获取 EMI 产生电位指示的另一种途径，它能够指明 EMI 与开关损耗达到良好权衡的结果。

首先从原理图中确定关键的转换器开关回路，然后在 PCB 转换器布局设计过程中尽量缩减这些回路的面积，从而减少寄生电感和相关的 H 场耦合，降低传导和辐射 EMI。

在这篇系列文章的后续章节中，我将通过多种 DC/DC 转换器电路重点介绍改善 EMI 性能矢量的系统级和集成电路 (IC) 的特定功能。缓解传导 EMI 的措施通常也可以改善辐射 EMI，这两方面经常相互促进的。

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