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简介：北邮模电实验五配套文档，完整覆盖共射放大电路频率特性与深负反馈影响的实验全流程。内容以实验报告形式展开，包含Multisim仿真、AD2实际测试与理论计算的三方对比，针对100pF、0.01μF两种耦合电容分别标定中频增益、上限截频与下限截频，并量化浅、深负反馈下增益及通频带的改变，适合电子电路课程学生用于预习、对照记录或撰写报告。压缩包内为1个docx文档，容量4.69MB，结构清晰，含波特图、数据表格及体会总结，可直接编辑复用。资源已有275人学习浏览，对理解负反馈拓宽频响、电容影响截止频率等概念很有帮助。

1. 共射放大电路频率特性与深负反馈：这个实验到底要你交出什么

很多人做共射放大电路的频率特性与深负反馈的影响这组实验时，把绝大部分精力花在找“-3dB点”上：信号发生器拧到某个频率，输出电压刚好掉到中频的0.707倍，记下频率，收工。但这样做完，你其实没搞清楚为什么在发射极电阻上去掉一个旁路电容，增益掉了十几dB，上限频率却明显往高频方向推。这个实验五的价值，就是用一台信号发生器、一台示波器和一块实验板，把“增益带宽积交换”这个抽象结论变成你亲手测出来的两条幅频特性曲线。适合正在做这个实验的学生，也适合想一次性把频率响应和负反馈讲透的初学者。

2. 先弄清频率特性在“掉”什么：三段频段与两组电容的决定作用

共射放大电路的频率特性从来不是平白无故“两头掉”的。低频端掉，是因为耦合电容和射极旁路电容开始表现出阻抗；高频端掉，是因为三极管的结电容开始分流信号。中间那段平坦区，则是这些电容都“还没开始起作用”的频率范围。理解这三点，后面所有的测量和反馈分析才有根基。

2.1 中频、低频、高频三段：增益表达式里到底谁在变化

先把共射放大电路的增益写成带频率变量的形式，这是理解全章的钥匙。忽略反馈时，常见表达式为：

Av = Av_mid · [jω / (jω + ωL1)] · [jω / (jω + ωL2)] · [jω / (jω + ωL3)] · [1 / (1 + jω/ωH)]

其中 Av_mid 是中频增益，近似等于 -gm·(Rc//RL)；ωL1、ωL2、ωL3 分别是输入耦合电容、输出耦合电容、射极旁路电容各自形成的转折角频率；ωH 是高频主极点角频率。

在中频段，耦合电容容抗很小，可以看成短路；结电容容抗很大，可以看成开路。所以中频增益是一条平线。低频段，耦合电容和旁路电容开始分压，输入信号被衰减，射极旁路电容阻抗变大还会引入额外负反馈，所以增益下降。高频段，三极管结电容开始起作用，尤其是跨接在集电极和基极之间的电容，通过密勒效应放大后挂在输入端，把输入信号分流掉，增益随之下降。

这里要特别说明：实际幅频曲线是多个一阶高通和一阶低通环节叠加的结果，不是某一个电容单独造成的。因此你在实验里测到的“-3dB点”，是所有这些转折频率共同作用后的表现。这也是为什么后文反复强调，测频率特性不能只盯着一个点。

2.2 下限频率由谁决定：耦合电容与射极旁路电容的算例

下限频率 fL 是由三个高通 RC 环节共同决定的，但实际设计时往往只有一个主导。每个环节的转折频率都写成 f_Li = 1 / (2π·R_i·C_i)，关键是算清楚“从电容两端看进去的等效电阻 R_i”是多少。

拿一组实验室很常见的参数举例：输入耦合电容 C1=10μF，信号源内阻 Rs≈1kΩ，基极偏置电阻 Rb≈100kΩ，三极管输入电阻 rbe≈1kΩ。从 C1 看进去的电阻大约是 Rs + (Rb//rbe) ≈ 2kΩ，所以 f_L1 ≈ 1/(2π·2k·10μF) ≈ 8Hz。

输出耦合电容 C2=10μF，集电极电阻 Rc=3kΩ，负载 RL=10kΩ。从 C2 看进去的电阻是 Rc+RL=13kΩ，f_L2 ≈ 1.2Hz。这两个转折频率都很低，基本不影响实验里的低频拐点。

真正的“主角”是射极旁路电容 Ce。从 Ce 两端看进去的等效电阻，是 Re 和 (rbe + Rb//Rs)/(1+β) 的并联。按 β=100、rbe=1kΩ、Rs=1kΩ、Rb=100kΩ 估算，射极看进去的小信号电阻大约只有 20Ω 左右。哪怕 Ce 用到 47μF，转折频率 f_L3 ≈ 1/(2π·20Ω·47μF) ≈ 170Hz。这个频率远高于前两个，所以实验里你测到的下限频率基本由 Ce 决定。

这说明一个很实用的结论：如果你觉得低频响应太差，第一优先改的是射极旁路电容 Ce，而不是盲目加大输入输出耦合电容。把 Ce 从 47μF 降到 4.7μF，fL 会直接跳到 1.7kHz 量级，低频段明显塌陷。实验箱上如果测出来的下限频率和仿真差很多，先检查 Ce 是否虚焊、是否接错位置。

2.3 上限频率的元凶：密勒电容把4pF放大成400pF

高频段的主导者是三极管集电结电容 Cbc，以及它被密勒效应放大后在输入端形成的等效电容。密勒效应的本质是：集电极和基极之间的电容，两端电压变化方向相反，且集电极端电压变化量远大于基极端，所以从基极看进去，这个电容等效值被放大了 (1 + gm·(Rc//RL)) 倍。

按 gm≈40mS、Rc//RL≈2.3kΩ 算，放大倍数大约是 1 + 40mS×2.3kΩ ≈ 93。如果 Cbc≈4pF，折算到输入端的密勒电容就是 372pF左右。再加上三极管本身的发射结电容 Cbe≈30pF，输入端总电容约 400pF。

f_H = 1 / (2π · R_eq · C_in_total)

其中 R_eq 是从信号源看进基极的等效电阻，典型值 Rs//Rb//rbe ≈ 500Ω。代入算得 f_H ≈ 1/(2π·500Ω·400pF) ≈ 800kHz。这个数量级和大部分小信号共射放大电路的实测上限频率是吻合的。

这里值得记住一个反直觉结论：真正限制高频的不是三极管手册上的特征频率 fT，而是信号源内阻加密勒电容构成的 RC 低通。如果把信号源内阻从 1kΩ 提高到 10kΩ，fH 会掉到几十kHz量级。做实验时如果上限频率怎么都测不上去，先怀疑信号源输出阻抗和测试点引入的电容，而不是怀疑三极管不够快。

3. 深负反馈展宽带宽的原理：反馈深度、增益带宽积与仿真对比

深负反馈对频率特性的改造，是这个实验五真正的主题。简单说：在共射放大电路的发射极电阻上做文章，让电阻不再被电容完全旁路，就能引入负反馈。这个反馈会把中频增益压下来，同时把上限频率推高、下限频率压低，看起来就像用增益换带宽。

3.1 先判断反馈组态：这个实验最常见的电流串联负反馈

实验室里加深负反馈最常见的做法有两种：一是直接把射极旁路电容 Ce 去掉，让整个 Re 都参与反馈；二是把 Re 拆成 Re1 和 Re2，Ce 只并在 Re2 上，只保留 Re1 作为反馈电阻。第二种更温和，反馈深度可控，推荐优先用。

判断反馈组态按三步走：先找反馈网络，再看采样的物理量，最后看送回输入端的比较方式。

第一步，找反馈网络。发射极电阻 Re 两端电压正比于发射极电流，它是一个取样元件。第二步，判断采样对象。Re 上的电压反映的是输出电流，而不是输出电压，所以这是电流反馈。第三步，判断比较方式。反馈电压串联在输入回路里，和输入电压一起叠加在发射结上，所以是串联反馈。结论：电流串联负反馈。

这种反馈在负载 Rc 固定的条件下，也能稳定电压增益。因为输出电流稳定了，输出电压等于输出电流乘以 Rc//RL，自然也就稳定。实验报告里如果要求写反馈组态，写成“电流串联负反馈”是最稳的。

3.2 反馈深度F与频响修正：fH乘F、fL除F的算例

反馈深度定义为 F = 1 + A·kf，其中 A 是开环增益，kf 是反馈系数。在这个电路里，当 Re 没有被旁路时，负反馈主要由 Re 上的电压降引起，反馈系数近似等于 Re 在小信号模型中的跨导负反馈效果，定量上常用 F ≈ 1 + gm·Re 来估算。

按前文的例子，gm≈40mS。如果 Re=200Ω，F ≈ 1 + 40mS×200Ω = 9。开环中频增益 Av0≈-gm·(Rc//RL)≈-120，闭环增益 Avf = Av0 / (1 + gm·Re) ≈ -120/9 ≈ -13.3，也就是大约 22.5dB。

频响修正的结论非常干净，在单极点系统近似下：

f_Hf = f_H · F f_Lf = f_L / F

也就是说，上限频率乘以 F，下限频率除以 F，带宽被展宽了约 F 倍。如果开环 fH≈100kHz、fL≈170Hz，加反馈后 fHf≈900kHz、fLf≈19Hz。这就是“深负反馈展宽带宽”的量化含义。

注意这里有个“深”字的标准：反馈深度 F 明显大于 1，一般 F>10 才叫深负反馈。如果 Re 很小，F 只有 2～3，带宽变化就不明显。实验里如果加深反馈后数据变化很小，先检查反馈电阻是不是被旁路电容短路了，或者 Re 取值太小。

3.3 仿真先跑一遍：交流分析参数与无反馈/有反馈对比

动手接硬件之前，我一般会先用仿真软件跑一遍交流分析。这不是玄学，仿真先告诉你“正常曲线长什么样”，实测时心里才有底。仿真的重点是做两组对比：一组 Ce 全旁路，代表无反馈；一组 Ce 开路，代表深负反馈。

操作步骤按顺序做即可：第一，搭好共射放大电路，电源电压用 12V，Rc=3kΩ，Re=1kΩ，Rb1/Rb2 分压偏置，让静态 Vce 大约在 5～6V。第二，复制一份电路，把 Ce 从电路中去掉，或者把 Re 改成“200Ω没有旁路+800Ω并联电容”的结构。第三，打开交流分析，按下表设置参数。

跑完后先看中频增益，用光标读出 -3dB 点。预期结果是：无反馈时中频增益约 40dB，fH 在几十到几百kHz；有反馈后中频增益掉到 20dB 左右，fH 明显往高频推，fL 明显往低频推。如果仿真里连 -3dB 点都找不到，把终止频率提高到 100MHz 再看。

有一点要提前提醒：仿真里的三极管模型和实验箱上的实际三极管参数不完全一样，所以仿真值只能当参考，不要拿仿真 fH 去硬核对实测值。你要对比的是“加反馈前后变化的趋势和倍数”。

4. 实验台上逐点测幅频特性：仪器接线、取点方法与数据记录

仿真跑通了，接下来上实验台。这一章不做原理推导，只讲怎么把数据测准。测频率特性最笨也最可靠的方法是逐点法：固定输入信号幅度，改变频率，记录输出幅度，然后算出每个频率点的增益。

4.1 先调静态工作点，再谈频率特性

接线的第一件事不是接信号源，而是先调静态工作点。先把信号发生器断开，用万用表量三极管三个极的直流电位：集电极电压 Vce 应该在电源电压的一半左右，发射极电压 Vre 大约 1～2V。如果 Vce 只有 0.5V 或者接近电源电压，说明静态工作点不对，后面测出来的频率特性完全没有参考价值。

静态工作点正确后，再接信号源和示波器。信号发生器输出幅度先调到最小档，比如 5mV 或 10mV 峰峰值，频率先放在 1kHz；示波器探头用 10 倍档，接到集电极输出端。观察输出波形，应该是一个放大的、没有削波的正弦波。确认波形干净之后再开始扫频率。

这里有一个容易被忽略的细节：示波器两个通道最好同时接，一路测输入信号，一路测输出信号。因为增益计算需要 Vo/Vi，如果只测输出，你默认输入幅度不变；但实际上信号源在不同频率下输出阻抗和负载效应会让输入幅度变化，这个误差在高频端尤其明显。

4.2 逐点法取点：按1-2-5步进并在拐点附近加密

逐点法的取点策略直接决定曲线好不好看。常见错误是按 1Hz、10Hz、100Hz、1kHz、10kHz、100kHz 这样的十倍频程均匀取点，最后画出来的曲线只有一个大斜坡，拐点根本看不出来。

推荐的做法是按“1-2-5”步进序列取点，从 10Hz 一直扫到 1MHz 或更高，序列大致是：10、20、50、100、200、500、1k、2k、5k、10k、20k、50k、100k、200k、500k、1M。这样每个十倍频程里有三个点，已经能看出基本形状。

但这还不够。当你大致找到 -3dB 点所在的频率范围后，要在拐点前后加密测量，比如在该频率的 0.7 倍、0.9 倍、1.1 倍、1.4 倍处各补一个点。因为增益曲线在拐点附近变化最快，取点太稀会把 fL 和 fH 的读数偏差拉到 20% 以上。

每次改频率时只拧信号发生器的频率旋钮，输入幅度保持不动。如果发现输出波形失真，回到中频把输入幅度调小，然后重新开始。这是逐点法最耗时但最可靠的原因：你每读一个数，都能顺便确认波形没变形。

4.3 数据记录与-3dB判据：表格和计算别犯低级错误

数据记录表建议至少包含五列：频率、输入电压幅值 Vi、输出电压幅值 Vo、电压增益倍数 Av、增益 dB 值。计算方式很简单，Av=Vo/Vi，dB=20·lg(Av)。如果 Vi 全程基本不变，可以只记一次；但高频段如果输入幅度漂了，必须每个点都记。

判断 fL 和 fH 的基准是中频增益，不是低频端的第一个点。正确做法是先看数据里哪一段增益最平坦，取这段的平均值作为中频增益 Av_mid，然后找增益下降到 0.707×Av_mid 的频率点。0.707 倍对应 -3dB，也就是 20·lg(0.707)≈-3.01dB。

常见的低级错误是：低频端 10Hz 的增益已经比中频低了 3dB，却拿它当中频增益，结果 fL 算出来比真实值低很多。正确顺序是先把中频段定死，再去两头找 -3dB 点。

5. 避坑：测频率特性最容易翻车的5个问题与排查

这一章是血泪经验。频率特性测量看起来简单，就是拧频率、读幅度，但真正上手时干扰因素非常多。以下五个问题是我在实验课上见过最多、自己也踩过的坑，按“现象、原因、解决”写清楚。

5.1 输入信号过大：测出的上限频率虚高

现象：高频段增益曲线不是平滑下降，而是先维持甚至抬升，fH 测出来比仿真高很多，输出波形边缘明显变平。

原因：输入信号太大，中频段输出已经被削波。削波产生大量高次谐波，示波器读到的电压包含这些谐波分量，基波其实已经衰减了，但读数掩盖了真相。频率越高，谐波比例越复杂，读数就越不可信。

解决：把信号发生器输出幅度调小，让中频输出峰峰值不超过电源电压范围的三分之一。高频段发现波形变形，就继续减小输入幅度，直到整个频带内输出都是干净的正弦波。这一步做到位，fH 的读数才会回到正常范围。

5.2 示波器探头没补偿：高频段整体偏低

现象：同一块实验板，同一台示波器，换一个探头之后 fH 读数差出两倍；高频段的增益整体低于仿真曲线，且差别随频率升高越来越大。

原因：10 倍探头内部有一个可调补偿电容，如果和示波器输入电容不匹配，分压比在高频段就不等于 10:1，而是偏大或偏小。探头没补偿时，高频段读数会系统性偏低或偏高。

解决：测频率特性前，用示波器自带的 1kHz 方波校准探头。把探头接到校准输出端，调探头上的补偿电容，直到方波平顶没有过冲、没有圆角、边沿平直。每换一个通道都要重新确认一次，因为不同通道的输入电容有细微差异。

5.3 只测输出不测输入：频响曲线里混进了信号源频响

现象：低频段和高频段的增益都异常，尤其高频段严重偏低；但把输入端直接短路看信号源空载波形，幅度又是平的。

原因：信号发生器的输出幅度是在空载或固定负载下标定的，实际接上电路后，电路的输入阻抗随频率变化，尤其是高频段输入电容下降导致分压变化，Vi 不再是常数。只测输出，等于把信号源的频响误差也算进了放大器频响。

解决：示波器双通道同时测 Vi 和 Vo，算增益时用 Vo/Vi。这样做虽然多读一倍数据，但能把信号源、连接线、输入阻抗变化的影响全部消掉。逐点法测出来的曲线也更平滑。

5.4 反馈电阻取值不当：高频端出现峰起

现象：加深负反馈后，高频端增益不是平滑下降，而是在某个频率先抬升再下降，形成一个峰包；有时候甚至出现持续振荡，波形完全乱掉。

原因：反馈太深（比如 Re 选得太大或 Ce 全去掉），环路增益接近自激条件；加上反馈支路走线过长引入寄生电感电容，造成附加相移。深负反馈展宽带宽的前提是反馈环路稳定，如果相位裕度不够，高频端就会出现振铃或峰起。

解决：不要一上来就把 Ce 全去掉，先把 Re 分成 Re1+Re2，Re1 取 200Ω 左右，让反馈深度控制在 10 上下。如果还是有峰起，检查反馈电阻两端接线是否过长；输出端如果是通过长线接示波器，也会加电容形成谐振。排除外部因素后，再用小容值电容在集电极到基极之间做相位补偿。

5.5 只测幅频不测相位：频率特性只测了一半

现象：幅频曲线看起来完全正常，-3dB 点也找得到，但报告里的 fH 一和理论值对比就偏差明显；换一个人测，数据又对不上。

原因：频率特性包含幅频和相频两部分，单靠幅频曲线无法区分主极点和多个极点相互抵消的情况。如果电路里实际有两个靠得很近的极点，幅频曲线在 -3dB 附近的形状和单极点模型差异不大，但相位变化规律完全不同，只用幅频找 fH 就容易找偏。

解决：示波器双通道同时看输入和输出波形，测出两个正弦波的时间差 Δt，换算相位差 φ=360°×f×Δt（注意要先确认周期）。在 fH 附近相位应明显变化，单极点模型下 f=fH 时相位滞后应为 45° 左右。如果相位在低频段就突变接近 90°，说明这个低频拐点不是简单的高通 RC。把相位信息补上，频率特性才算测完整。

6. 验证数据有没有测对：用斜率与相位两个不变量自洽检查

6.1 用-20dB/dec斜率反推主极点

单极点低通系统在高频段有一个非常稳定的特征：频率每翻一倍，增益下降约 6dB；频率每增加十倍，增益下降约 20dB。这个斜率不依赖于具体元件参数，只取决于主极点个数。因此，实测数据测完以后可以立刻做一次“斜率检查”。

具体做法是：在你测到的 fH 之外取两个频率点，比如 10·fH 和 100·fH，看这两个点之间的增益差是否接近 20dB。如果差值只有 10dB，说明 fH 没找对，或者高频段还有第二极点参与，需要回头检查取点是不是漏了拐点。如果差值接近 40dB，说明电路里不止一个主极点，频响曲线比单极点模型复杂。

更精细的验证方法是按公式画一条理想曲线：某频率 f 处的增益 dB = 20·lg(Av_mid) - 10·lg(1 + (f/fH)²)。把你测的所有高频点代进去，偏差在 ±1dB 以内，说明整套数据自洽；如果系统性偏差且频率越高越明显，优先怀疑探头补偿和输入幅度漂移。

6.2 用相位-45度校准点验证fH

相位信息是校验 fH 的第二个独立手段。一阶极点模型下，f=fH 时相位滞后正好是 45°，f=0.1fH 时接近 0°，f=10fH 时接近 90°。这个规律不依赖增益读数，所以可以用它来“反向验证”你测到的 fH 是否靠谱。

实测操作时，示波器两个通道分别接输入和输出，先把两个波形在屏幕上稳定下来，读出它们过零点的时间差 Δt，再读出信号周期 T，相位差就是 360°×Δt/T。在幅频曲线上标记的 fH 点做一次相位测量，如果相位差在 40°～50° 之间，说明 fH 数据可信；如果只有 10° 或者已经接近 90°，说明这个点根本不是主极点，需要重新线性化取点。

我现在的习惯是：每组数据测完先不看结论，先做一次斜率检查，再做一次相位检查，两个都通过才把数据写进报告。这个习惯帮我省掉过很多次“返工重测”——频率特性测量里，读数本身不难，难的是确保每个点都是在波形正常、探头校准、输入幅度不变的前提下读出来的。希望你也能用这套自洽检查，在实验五上交出一份让人挑不出毛病的频响数据。希望帮到你。

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