企业官网建设流程全解析

简介：围绕基于TMS320F28335的电机FOC控制整理的一份工程源码包，面向电机驱动、嵌入式控制领域的开发人员和学生，解决磁场定向控制与SVPWM调制在DSP平台上的落地实现问题。资源共135个文件，压缩包1.25MB，核心以33个h、25个c源文件构成，另有asm启动及中断例程、lib库、cmd链接脚本和gel调试配置文件，可配合CCS环境直接导入，便于学习与二次开发。已有2211人学习下载。包内提供Main.c、DSP2833x_DefaultIsr.c等关键代码，覆盖传感器数据采集、Clarke/Park坐标变换、d/q轴PI控制器设计以及SVPWM脉冲生成环节，同时带有DSP2833x标准外设库与调试配置文件，能帮助读者理解FOC完整控制流程，并根据实际电机参数调整适配。整体工程结构清晰，兼顾原理讲解与工程应用，适合用作电机控制入门与进阶的参考资料。

1. 为什么 28335 的 FOC 是工程问题，不只是算法问题

很多人第一眼看到“基于 28335 的电机 FOC 控制”这个标题，会默认难点在坐标变换的数学推导上。实际拆完这套代码你会发现，Clarke、Park、SVPWM 的公式只占很小一块面积，真正让电机稳定转起来的是 ADC 采样时序和 ePWM 载波的对齐、编码器电角度的初始对准、电流环 PI 参数的估算这些工程细节。它是一套完整的永磁同步电机矢量控制落地工程，覆盖相电流采样、坐标变换、双电流环控制到 SVPWM 生成 PWM 波形的完整链路，适合做伺服驱动、机器人和电动工具的开发者拿来当平台起点。这套代码的运行平台是 TMS320F28335，一颗带硬件浮点单元的 DSP，跑 10kHz 电流环绰绰有余，还有专门为电机控制设计的片上外设，这也是它在电机控制领域长期被选用的原因。

2. 平台与工程结构：为什么 28335 适合做 FOC

2.1 选 28335 的三个硬理由

先看芯片本身的竞争力。FOC 控制环路上全是浮点运算，坐标变换、PI 输出、SVPWM 计算，每一步都有小数运算。28335 是 C2000 系列里较早带单精度硬件浮点单元（FPU）的型号，主频能做到 150MHz，写代码的时候直接用 float 声明变量，编译器翻译成浮点指令一条条执行，不用像老一代 C28x 那样手动做 Q 格式定点换算。这一点对开发效率的提升非常大，我见过不少从定点 DSP 转过来的工程师，头一次在这颗芯片上写 FOC，被 IDF 数学库省掉的几百行救回来。

其次，电机控制需要的外设它基本都集成了。三个 ePWM 模块可以产生三相六路 PWM，自带死区生成单元，不用外部逻辑芯片插死区；ADC 模块可以被 ePWM 硬件触发，做到与 PWM 载波严格同步的电流采样；正交编码器接口（EQEP）直接接增量编码器的 A、B、Z 信号，四倍频计数由硬件完成。也就是说，从采样到输出 PWM 的整条通路都不需要 CPU 实时干预，CPU 只负责在每个载波周期里跑一遍 FOC 算法。

最后是中断响应能力。28335 的 PIE 中断控制器支持外设中断的快速响应和嵌套，ePWM 周期中断触发电流环，中断进入后直接读 ADC 结果、跑坐标变换和 PI、更新比较寄存器，整个过程可以控制在十几微秒以内。10kHz 的电流环在它上面属于比较常规的负载。

2.2 硬件拓扑：三相逆变、电流采样与编码器反馈

整套系统的硬件拓扑是标准的 FOC 驱动结构。直流母线电压经过三相全桥逆变器（一般用 IPM 智能功率模块）给电机供电，IPM 内部集成 IGBT 和驱动电路，28335 的 ePWM 输出经过六路缓冲后直接进 IPM 的输入引脚。母线电压通过电阻分压采样，送入 ADC 的其中一个通道，用于电压前馈和过压保护。

相电流采样有两种常见方式：双电阻采样和单电阻采样。这套工程里用的是双电阻方案，在逆变器下桥臂串联采样电阻，分别采 U、V 两相的电流，W 相电流由基尔霍夫定律计算得到。采样电阻上的电压经过运放放大和偏置处理后送 ADC 引脚，因为电流有正有负，运放会把信号抬升到 ADC 输入范围的中间值附近，代码里要做偏移校准。

转子位置反馈用的是增量式编码器，A、B 两路正交信号接 EQEP 模块，Z 信号用于每转一圈的零点校准。编码器线数常见的是 2500 线，四倍频后每圈 10000 个脉冲，对应 0.036 度的机械角度分辨率，对于 FOC 的电流环控制来说足够。因为没有绝对位置，上电后需要先做一次转子预定位，让转子转到已知电角度，这个细节后面单独讲。

2.3 工程目录与模块划分

这套工程的文件组织我拆完是这么个结构，也符合一般的 28335 DSP 项目习惯：

28335_foc/ ├── src/ │ ├── main.c // 系统初始化、主循环 │ ├── foc.c // FOC 主流程：电流环状态机 │ ├── svpwm.c // SVPWM 扇区判断与占空比计算 │ ├── pid.c // 位置式 PID 控制器 │ ├── encoder.c // EQEP 初始化和转子角度解算 │ ├── adc_drv.c // ADC 初始化、结果读取与偏移校准 │ └── pwm_drv.c // ePWM 初始化、死区配置、PWM 更新 ├── include/ │ ├── foc.h │ ├── svpwm.h │ ├── pid.h │ └── motor_cfg.h // 电机参数、极对数、编码器线数 ├── debug/ │ └── 28335_foc.out └── linker.cmd // DSP 内存分配脚本

foc.c 是核心，里面管 FOC 的运行状态；motor_cfg.h 里放电机参数和控制参数，换电机时只需改这个头文件。pid.c 独立出来是为了同时被电流环和速度环复用，后面加转速环不需要重写。linker.cmd 是 DSP 的内存分配脚本，如果要把代码跑在 RAM 里获得更高速度，也需要在这里面做段分配。

3. 核心算法实现：电流采样到 SVPWM 的完整链路

3.1 电流采样与坐标变换：Clarke 和 Park 的实现

FOC 的第一步是把三相定子电流变换到转子同步旋转坐标系，让电流控制变得像直流电机控制一样直观。先做 Clarke 变换，把三相电流从 U、V、W 轴系变换到静止的 α、β 轴系，再做 Park 变换，把 α、β 轴系的电流变换到随转子旋转的 d、q 轴系。

typedef struct { float i_alpha; float i_beta; } clark_out_t; clark_out_t clark_transform(float ia, float ib) { clark_out_t out; /* 三相平衡时 ic = -ia - ib，省掉一路 ADC */ float ic = -ia - ib; out.i_alpha = ia; /* 1.0f / 1.73205f，等幅值变换系数 */ out.i_beta = (ia + 2.0f * ib) * 0.57735f; (void)ic; return out; }

等幅值变换的好处是变换后的 α、β 轴幅值与实际相电压幅值一致，后面 SVPWM 的调制深度计算可以直接用电压值做比较，不需要额外换算。i_beta 的系数来自矩阵推导，等幅值变换下 Clarke 矩阵第二行是 1/√3 乘以 [1, 2, 0] 的组合。

typedef struct { float id; float iq; } park_out_t; park_out_t park_transform(float i_alpha, float i_beta, float theta) { park_out_t out; float cos_t = cosf(theta); float sin_t = sinf(theta); /* d 轴对齐转子磁极方向，q 轴超前 90° 电角度 */ out.id = i_alpha * cos_t + i_beta * sin_t; out.iq = -i_alpha * sin_t + i_beta * cos_t; return out; }

这里的关键是 theta 必须是电角度，不是编码器测出来的机械角度。电角度等于机械角度乘以电机极对数，如果电机是 4 对极，编码器转一圈，电角度已经转了四圈。这个乘关系如果漏掉，FOC 直接失效，电流环输出会乱跳。

3.2 电流环 PI 控制器：限幅和积分饱和处理

电流环用位置式 PID，d 轴电流环和 q 轴电流环各一个实例。FOC 里常用 PI 而非完整 PID，因为微分项会放大电流采样噪声。代码里我保留了 kd 字段但默认设为 0，想测试微分效果时可以直接调。

typedef struct { float kp; float ki; float kd; float integral; float i_limit; /* 积分限幅，防止积分饱和导致超调 */ float last_err; } pid_t; float pid_run(pid_t *pid, float ref, float fdb) { float err = ref - fdb; /* 积分项 */ pid->integral += pid->ki * err; if (pid->integral > pid->i_limit) pid->integral = pid->i_limit; if (pid->integral < -pid->i_limit) pid->integral = -pid->i_limit; /* 微分项，默认 kd=0 */ float d_err = err - pid->last_err; float out = pid->kp * err + pid->integral + pid->kd * d_err; pid->last_err = err; return out; }

这个 PID 实现有几个工程细节。积分限幅是必备的，电机堵转时误差一直在，积分会无限累加，一旦堵转解除，积分项释放会产生很大的过冲，限幅把积分项限制在 PI 输出的 20% 左右。另一个细节是 PI 输出本身也建议做限幅，比如 q 轴电流环输出限幅到额定电压的 80%，给 SVPWM 留出线性调制空间。

3.3 SVPWM 扇区判断与占空比计算

SVPWM 是整个算法的落地点，它把电压矢量从 α、β 轴系变成六路 PWM 的占空比。这套代码用经典的扇区判断加 X、Y、Z 查表法，计算量小，适合在中断里跑。

#define SQRT3 1.73205f typedef struct { uint16_t sector; /* 物理扇区 1~6 */ float t1, t2; /* 相邻基本矢量作用时间 */ float cnt_a, cnt_b, cnt_c; /* 三相比较值（相对量 0~1） */ } svpwm_out_t; svpwm_out_t svpwm_calc(float u_alpha, float u_beta, float udc, float ts) { svpwm_out_t out; uint16_t sec = 0; float x, y, z, ta, tb, tc; /* 扇区判断：三条边界线把矢量平面切成六个 60° 扇区 */ if (u_beta > 0.0f) sec |= 1; if (SQRT3 * u_alpha - u_beta > 0.0f) sec |= 2; if (-SQRT3 * u_alpha - u_beta > 0.0f) sec |= 4; /* sec 值 3/1/5/4/6/2 对应物理扇区 1~6，建表映射 */ static const uint16_t map[7] = {0, 2, 6, 1, 4, 3, 5}; out.sector = map[sec]; /* X、Y、Z 中间变量，单位是秒 */ x = SQRT3 * u_beta * ts / udc; y = (1.5f * u_alpha + 0.866f * u_beta) * ts / udc; /* 0.866 = sqrt3/2 */ z = (-1.5f * u_alpha + 0.866f * u_beta) * ts / udc; /* 按扇区分配两个相邻矢量的作用时间 */ switch (out.sector) { case 1: out.t1 = -z; out.t2 = x; break; case 2: out.t1 = y; out.t2 = z; break; case 3: out.t1 = x; out.t2 = -y; break; case 4: out.t1 = z; out.t2 = -x; break; case 5: out.t1 = -y; out.t2 = -z; break; case 6: out.t1 = -x; out.t2 = y; break; } /* 过调制保护：作用时间超出周期时按比例压缩 */ float sum = out.t1 + out.t2; if (sum > ts) { out.t1 = out.t1 / sum * ts; out.t2 = out.t2 / sum * ts; } /* 七段式发波切换时刻，T0 均分在波形两端和中间 */ float t0 = ts - out.t1 - out.t2; ta = t0 * 0.25f; tb = ta + out.t1 * 0.5f; tc = tb + out.t2 * 0.5f; out.cnt_a = ta / ts; out.cnt_b = tb / ts; out.cnt_c = tc / ts; return out; }

这段代码的输入是上一级逆 Park 变换输出的 u_alpha、u_beta，母线电压 udc 和 PWM 周期 ts。u_alpha、u_beta 的单位是伏特，udc 也是伏特，中间变量算出来的是作用时间秒数。输出 cnt_a、cnt_b、cnt_c 是归一化到 0~1 的比较值，外面乘上时基周期 TBPRD 就是写入 ePWM 比较寄存器的值。

再把三相比较值按扇区映射到具体的 ePWM 模块，这个映射决定触发矢量的开关顺序：

/* 扇区 1~6 对应的 a、b、c 相切换时刻分配 */ static const uint8_t phase_map[6][3] = { {0, 1, 2}, /* 扇区1: cnt_a = ta, cnt_b = tb, cnt_c = tc */ {1, 0, 2}, /* 扇区2 */ {2, 0, 1}, /* 扇区3 */ {2, 1, 0}, /* 扇区4 */ {1, 2, 0}, /* 扇区5 */ {0, 2, 1} /* 扇区6 */ };

3.4 电角度获取与转子初始定位

电角度的准确性直接决定 FOC 能不能稳定出力。这套工程用增量编码器，上电时不知道转子在哪个位置，必须先做预定位。常见做法是向 d 轴注入固定电流，让转子被磁场拉到与 d 轴对齐的位置，这时把编码器计数值清零，这个位置就是电角度零点。

void foc_align(void) { /* 开环: d 轴注入正向电流，q 轴电流为 0 */ pid_id.ref = 0.3f * MOTOR_RATED_CURRENT; pid_iq.ref = 0.0f; park_out_t align; align.id = pid_id.ref; align.iq = 0.0f; /* 电角度按 0 处理, 直接把电压矢量打在 d 轴上 */ svpwm_out_t sv = svpwm_calc(align.id, -align.iq, UDC, PWM_PERIOD); update_pwm_compare(&sv); DELAY_US(500000); /* 等待转子稳定, 500ms 足够 */ /* 清零编码器计数, 以此位置为电角度零点 */ EQep1Regs.QPOSCNT = 0; g_align_done = 1; }

注意这里的 svpwm_calc 输入 u_alpha、u_beta 时，如果电角度取 0 且 id > 0，等价的 u_alpha = id 而不是 0，这是为了让电压矢量方向与 d 轴重合。实际工程里有人直接让 u_alpha = 0、u_beta = 0，那电机永远不动。预定位之后，正常运行时编码器计数乘上 2π 除以每圈脉冲数得到机械角度，再乘极对数得到电角度。

4. 外设配置与中断架构：把算法落到 DSP 上

4.1 ePWM 配置：中心对齐模式与死区

三相全桥下桥臂和上桥臂不能同时导通，必须插死区。ePWM 模块自带死区生成功能，配置如下：

void pwm_init(void) { /* 时基: 150MHz 时钟, 中心对齐, 10kHz PWM */ EPwm1Regs.TBPRD = 7500; /* 150MHz / (2 * 7500) = 10kHz */ EPwm1Regs.TBCTL.bit.CTRMODE = 2; /* 增减计数模式 */ EPwm1Regs.TBCTL.bit.HSPCLKDIV = 0; /* 高频分频 1 分频 */ EPwm1Regs.TBCTL.bit.CLKDIV = 0; /* 时基分频 1 分频 */ /* 动作限定: 下溢输出高, 向上匹配 CMPA 输出低 */ EPwm1Regs.AQCTLA.bit.ZRO = 2; /* 下溢时置高 */ EPwm1Regs.AQCTLA.bit.CAU = 1; /* 递增匹配时清低 */ EPwm1Regs.AQCTLA.bit.CAD = 2; /* 递减匹配时置高 */ /* 死区: 0.5us, 150MHz 下 75 个时钟 */ EPwm1Regs.DBCTL.bit.OUT_MODE = 2; /* A/B 都经过死区模块 */ EPwm1Regs.DBCTL.bit.POLSEL = 0; /* A 不反相, B 反相 */ EPwm1Regs.DBRED = 75; EPwm1Regs.DBFED = 75; /* 周期中断: 下溢时触发 CPU 中断 */ EPwm1Regs.ETSEL.bit.INTEN = 1; EPwm1Regs.ETSEL.bit.INTSEL = 1; /* 计数器=0 时中断 */ EPwm1Regs.ETCLR.bit.INT = 1; /* 硬件触发 ADC: 计数器=0 时发 SOCA 信号 */ EPwm1Regs.ETSEL.bit.SOCAEN = 1; EPwm1Regs.ETSEL.bit.SOCASEL = 1; }

中心对齐模式对应 SVPWM 的七段式发波。TBPRD=7500 是用 150MHz 时基时钟除以 2 倍 PWM 频率算出来的，增减计数一个完整周期要计数 15000 拍，正好对应 10kHz。死区 75 个时钟在 150MHz 下是 0.5 微秒，对小功率 IPM 模块够用，功率稍大的建议放到 1 微秒以上。

4.2 ADC 触发采样：避开开关噪声

电流采样的时序是 FOC 调试里最容易踩坑的地方。采样点必须避开开关管开关瞬间，否则采样到的是充满振铃的开关噪声。这套代码用 ePWM 的 SOC 信号硬件触发 ADC，采样点自动落在 PWM 周期的下溢位置，也就是载波周期的中点，远离开关沿。

void adc_init(void) { AdcRegs.ADCTRL1.bit.ACQ_PS = 0; /* 采样窗 0 */ AdcRegs.ADCTRL1.bit.SEQ_CAS = 0; /* 双排序器 */ AdcRegs.ADCTRL3.bit.SMODE_SEL = 1; /* 同步采样模式 */ /* 3 路转换: U/W 相电流 + 母线电压 */ AdcRegs.ADCMAXCONV.all = 2; AdcRegs.ADCCHSELSEQ1.bit.CONV00 = 0; /* ADCINA0: U 相电流 */ AdcRegs.ADCCHSELSEQ1.bit.CONV01 = 1; /* ADCINA1: W 相电流 */ AdcRegs.ADCCHSELSEQ1.bit.CONV02 = 2; /* ADCINA2: 母线电压 */ }

ADC 的偏移校准放在初始化阶段做。运放电路的零电流偏置电压不一定在 ADC 量程正中，需要在上电后、母线电容放电完成时采一批数据算平均值存起来，后续每次电流采样先减这个偏移量再进 Clarke 变换。

4.3 EQEP 编码器接口与角度解算

void encoder_init(void) { /* 位置计数模式, 使能索引门控 */ EQep1Regs.QDECCTL.bit.QSP = 0; EQep1Regs.QDECCTL.bit.IGATE = 1; /* 四倍频计数上限: 2500 线 * 4 - 1 */ EQep1Regs.QPOSMAX = ENCODER_LINES * 4 - 1; EQep1Regs.QEPCTL.bit.QPEN = 1; } float encoder_get_theta(void) { uint32_t pos = EQep1Regs.QPOSCNT; float angle_mech = (float)pos / (float)(ENCODER_LINES * 4) * 2.0f * PI; /* 电角度 = 机械角度 * 极对数, 取余保证角度在 0~2π */ float theta = angle_mech * MOTOR_POLE_PAIRS; while (theta >= 2.0f * PI) theta -= 2.0f * PI; return theta; }

QPOSMAX 必须设成编码器线数乘 4 再减 1，EQEP 的硬件四倍频器会对 A、B 两路的每个沿计数，2500 线编码器一圈有 10000 个计数。如果 QPOSMAX 设置错误，计数溢出后角度会跳变，FOC 在高速时表现为突然失步。

4.4 控制环路调度：三层环路分工

整套控制系统是典型的级联结构。最内层是电流环，在 ePWM 周期中断里 10kHz 运行；中等层是速度环，用低速定时器 1kHz 运行；最外层位置环在 main 循环里跑，频率可以更慢。中断服务程序是整套 FOC 的核心执行现场：

__interrupt void pwm1_isr(void) { /* 1. 读 ADC 结果, 还原真实电流值 */ float ia = adc_read_current(0); float ib = adc_read_current(1); /* 2. 取转子电角度 */ float theta = encoder_get_theta(); /* 3. Clarke + Park 变换 */ clark_out_t clk = clark_transform(ia, ib); park_out_t prk = park_transform(clk.i_alpha, clk.i_beta, theta); /* 4. 电流环 PI: d 轴电流给 id_ref, q 轴电流给 iq_ref */ float ud = pid_run(&pid_id, id_ref, prk.id); float uq = pid_run(&pid_iq, iq_ref, prk.iq); /* 5. 逆 Park 变换到静止坐标系 */ float u_alpha = ud * cosf(theta) - uq * sinf(theta); float u_beta = ud * sinf(theta) + uq * cosf(theta); /* 6. SVPWM 调制成占空比, 写比较寄存器 */ svpwm_out_t sv = svpwm_calc(u_alpha, u_beta, UDC, PWM_PERIOD); update_pwm_compare(&sv); /* 7. 清中断标志, 响应下一次中断 */ EPwm1Regs.ETCLR.bit.INT = 1; PieCtrlRegs.PIEACK.all = PIEACK_GROUP3; }

id_ref 在普通 FOC 里设为 0，也就是让定子电流的励磁分量为零，所有电流都用来产生转矩。如果要跑弱磁控制，id_ref 改负值就行，代码结构不用变。

5. 调试避坑：FOC 项目的常见问题与排查记录

5.1 电流波形毛刺严重，电机运行时声音刺耳

现象：用调试器查看 ADC 采到的相电流波形，上面叠加了大量尖刺脉冲，电机低速时噪音明显。

原因：ADC 采样点落在了 PWM 开关沿附近。PWM 周期里开关管开关瞬间母线电压会有很大的 dv/dt，通过寄生电容耦合到采样电阻和运放输入端。代码里虽然用了 ePWM 触发 ADC，但触发点配置在计数上溢，和死区时段重叠了。

解决：把 SOC 触发点改到计数器下溢位置，也就是载波周期的最低点，这个位置远离所有开关动作。同时将采样窗 ACQ_PS 从 0 改到 1~2，延长采样窗时间，让采样电容有充足时间充电到输入电压。改完再看波形，毛刺幅度能降一个数量级。

5.2 电机猛烈抖动但不转，电流环输出饱和

现象：预定位时转子能吸到固定位置，但一接上速度环指令就剧烈抖动，母线电流冲到限幅值。

原因：这是相序错误。U、V、W 三相如果接反，电流环输出的电压矢量方向和转子实际位置不匹配，导致正反馈。排查时发现 IPM 输出到电机的三相线有一相接反了，Clarke 变换算出来的电流方向和实际电机磁场方向差 120 度。

解决：交换任意两相电机线，重新上电测试。做这个排查的时候最稳妥的方式是开环测试：给定一个固定电压矢量，观察转子转动的方向是否符合预期，确认相序后再合闭环。

5.3 高速时转矩明显下降，电流波形出现削顶

现象：转速到 3000rpm 附近时，q 轴电流要做很大才能维持速度，母线电流波形出现平台削顶。

原因：SVPWM 进入过调制区了。电压矢量的幅值超过了正六边形的内切圆，svpwm_calc 里过调制保护触发，把 t1、t2 按比例压缩。这时输出电压波形已经畸变，谐波分量增加，电机的转矩输出能力大幅下降。

解决：一方面在速度环输出到 iq_ref 之间加限幅，避免电流环一直往饱和里打；另一方面把 UDC 的取值从实测母线电压改成母线电压的一半，给 SVPWM 留出线性调制余量。如果高速性能是刚需，就要上弱磁控制，用负的 id_ref 去削弱转子磁场，这是后话。

5.4 电机转到某个位置就掉转矩，有明显的顿挫感

现象：电机匀速转动时，在某个机械角度附近转矩明显减少，甚至停顿一下才能继续转，用调试器看电角度在故障点跳变。

原因：编码器 Z 信号的标定没做。增量编码器每次上电后计数器不是从 0 开始，机械角度始终带着未知偏置。如果只做预定位、不清零 Z 信号，随着转速升高，累计的位置误差会让电角度在某个点发生跳变。

解决：有一种做法是在预定位完成后，缓慢开环转一圈，捕获 Z 信号位置并记录计数值，把这个计数值作为零点偏移。从那以后每次上电先找 Z 信号，找不到就不允许合闭环。Z 信号位置标定写进编码器初始化流程后，这个故障出现的概率几乎降为零。

5.5 参数整定越调越震荡，电流环频繁过流报警

现象：按照公式算出来的 PI 参数，跑起来电流环振荡，试着调小 P 和 I 还是振，最后报过流故障。

原因：PI 参数整定忽略了积分限幅和输出限幅的配合。我之前只改了 kp 和 ki，i_limit 赖在初始值没动，结果积分项在限幅附近来回摆动，等效为一个持续激励的振荡源。

解决：整定电流环时，先把积分限幅设为额定电压的 10%，pi 限幅设为 50%；用带宽法算出初值后，单独验证 d 轴电流阶跃响应的超调量，只调 kp，确认稳态误差能从图表上看出趋势后再逐步放开 ki。从那以后我每次换电机调电流环，都强制走一遍完整的限幅检查、阶跃测试、积分项释放验证的流程，省下的都是通电烧管的钱。

6. 二次开发：如何把这份工程改造成自己的电机驱动

6.1 换电机时的参数适配流程

这套代码的电机参数全部集中在 motor_cfg.h 头文件里，换电机只需要动这里：

电流环 PI 初值可以按带宽法估算。设电流环带宽预设为 200Hz，kp 约等于 Ls × 2π × 200，ki 约等于 Rs × 2π × 200。这个初值不算精确，但能让闭环稳定，之后用阶跃响应微调。实际调试中我发现 kp 微调的意义比 ki 大得多。

6.2 从有感 FOC 改成无感 FOC

去掉编码器后，转子位置要靠定子电压和电流估算。常见做法是滑模观测器，通过检测反电动势间接获得转子位置，28335 的浮点运算能力跑一个滑模观测器没什么压力。改造时把 encoder_get_theta() 替换为观测器输出的估计角度，启动阶段用 I/F 强拉方式把转子带起来，达到 500rpm 左右再切换到观测器闭环。零速和极低速下无感方案没有输出能力，这个物理限制想突破就得换高频注入法，工作量会明显增加。

6.3 增加速度环和位置环

在 iq_ref 上面再加一级速度 PI 环，就能从电流控制升级成速度控制。速度环输出就是 iq_ref，反馈是编码器计算出的转速。速度环带宽远低于电流环，一般取电流环的 1/10，即 1kHz 左右，放在低速定时器中断里执行。位置环再往下就简单了，位置误差进位置控制器，输出作为速度参考。

这套代码的模块划分让加环这件事很自然：pid.c 本身就是可复用的，速度环和位置环各建一个 pid_t 实例，中断里先跑位置环再跑速度环最后跑电流环。改完架构后，我把转速阶跃响应和电流波形都拉出来对比过，逻辑清晰，数据可靠，整套东西吃透了之后，往无感、弱磁、参数辨识哪个方向掘都有底子。

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