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简介：一份基于Simulink的AM、DSB、SSB调制解调仿真完整文档，面向通信工程与电子信息类学生，以及需要完成课程设计、期末实验的开发者。文档系统讲解三种调制的原理、带宽与解调方法，并给出Simulink建模流程，含调制信号5Hz、载波50Hz等具体参数，且对比了AM相干解调与包络检波、SSB滤波法与相移法。压缩包为单个doc文档，约390KB，按设计原理、Simulink建模、仿真结果、结果分析四部分组织，结构清晰。目前已有4772人学习浏览，是通信仿真类热门参考。文档在均值为0、方差为1的高斯白噪声条件下比较恢复波形与抗噪声性能，可帮助读者直观理解各类调制的特点、参数影响与系统优化思路。

1. 为什么我用 Simulink 做 AM、DSB、SSB 调制解调仿真而不是写代码

第一次接到“基于Simulink的AM、DSB、SSB调制解调仿真”这个题目时，我下意识想用 Python 直接写调制解调代码，结果被导师劝住：通信原理里最容易被忽略的频谱搬移、滤波器过渡带、载波同步误差，在纯代码里不直观，而在 Simulink 里能直接用 Scope 和 Spectrum Analyzer 看到每一级信号长什么样。后来我做过一次用来验收的课程设计，也帮 A 同学排查过一份可以运行的模型，发现大部分人卡住的不是“不会调”，而是“不知道哪一级信号该长什么样”。这篇笔记就按我自己的仿真习惯来写：从调制端三个方案的差异讲起，给出一套能复用的模块连接和参数配置，再落到解调端最现实的问题——滤波器参数和载波同步偏差。适合正在做通信课程设计、准备通信原理实验，或者想快速搭一套调制解调验证链路的从业者。

2. 把理论基础落成 Simulink 模块：AM、DSB、SSB 的调制端差异

2.1 AM 调制：直流偏置和过调幅，为什么仿真里一定要看包络

在 Simulink 里搭 AM 调制，最直接的方式有两个：用Product做乘法器手动搭，或者直接用DSB AM Modulator Passband这样的通信模块集。我推荐手动搭，因为这样能清楚看到直流偏置加在哪里，也方便控制调幅度的数值。

AM 的数学表达式是 s(t) = [A0 + m(t)] · cos(ωc t)，其中 A0 是直流偏置，m(t) 是调制信号，cos(ωc t) 是载波。这里的核心参数是调幅度 ma，ma = max|m(t)| / A0。当 ma 小于等于 1 时，调制信号的包络和原信号成正比，接收端可以用包络检波直接解调；一旦 ma 大于 1，包络会削底，包络检波出来的波形会多出倒置成分，听起来和看起来都像“过调幅”。

在模块层面，我一般用Constant设置直流偏置 A0，用Sine Wave作为调制信号，用另一个Sine Wave作为载波，再用Product做乘法。关键不是模块多，而是怎么把调幅度调到目标值。比如想验证 ma=0.5 的常规调幅，调制信号振幅要设为 0.5·A0。实际调试时不要只盯公式，要在 Scope 里同时看三个信号：原始调制信号、[A0 + m(t)] 的时域波形、最终调制输出。只有当第三个信号的包络明显复现第一个信号，且波形的负半周没有触底时，AM 调制才是合格的。

值得一提的是，如果只是在 Simulink 里摆模块，默认会用变步长求解器，这对 AM 仿真问题不大，但会掩盖离散化带来的采样点不足问题。所以我习惯在模型里先放一个Zero-Order Hold，把连续信号变成固定步长信号，后面接滤波器时行为更可控，这也方便后续把模型转成代码时保持采样周期一致。

2.2 DSB 调制：抑制载波后，频谱里为什么只剩两个边带

DSB 的表达式是 s(t) = m(t) · cos(ωc t)，和 AM 的唯一区别就是没有直流偏置 A0。去掉了载波分量后，频谱里只有上边带和下边带，载波频率位置被抑制。很多人在仿真时以为“没有载波就是载波为0”，这是错的。DSB 的意思是没有离散载波谱线，但并不是信号里没有 cos(ωc t) 这个乘法动作。

在 Simulink 里实现 DSB 非常简单：把 AM 链路里的Constant设为 0，或者直接拿Product乘两个Sine Wave，那就是 DSB。需要注意的一点是，包络不再直接反映 m(t) 的波形。因为 DSB 的输出过零时会发生相位翻转，示波器上看到的“包络”其实是 |m(t)| 的轮廓，会在调制信号过零处出现包络打结。如果这时候还想着用包络检波去解调，就一定会解出“双峰整流”的怪波形。

从仿真验证的角度看，DSB 正确与否要看频谱而不是时域。用Spectrum Analyzer观察输出信号频谱，如果看到载波频点处有一条明显谱线，说明模型里漏掉了什么，最常见的原因是常数模块的值不是0，或者乘法器的前级信号里带有直流分量。另一个容易被忽略的问题是信号源本身如果有直流偏置，也会在载波位置产生残留谱线。所以给调制信号做直流隔离是 DSB 仿真里的一个基本功。我用DC Block或者在信号源参数里直接把偏置设为0，都会在初始化脚本里写清楚。

DSB 的优点是功率利用率比 AM 高，所有功率都用于传输边带，缺点是接收端必须相干解调。如果载波不同步，解调输出的 m(t) 会乘上一个 cos(Δφ) 衰减因子，相位偏差90度时信号直接消失。这个特性在仿真里很容易复现，也是理解后续 SSB 解调困难的铺垫。

2.3 SSB 调制：希尔伯特变换和相移法，哪个更接近工程实现

SSB 只保留一个边带，频谱占用是 AM、DSB 的一半。在 Simulink 里有两条搭建路线：一是用滤波法，直接用带通滤波器滤掉一个边带；二是用相移法，生成两个正交信号再相加相减。我实际仿真中更推荐相移法，因为滤波法需要滤波器有极陡的过渡带，直接和“理想低通”较劲往往会得到一版幅度畸变严重的结果，而且滤波器的阶数一高，仿真时间立刻暴涨。

相移法的本质是把调制信号变成希尔伯特变换对。假设 m(t) 是实信号，那么需要构造 m(t) 和希尔伯特变换 m̂(t)。在 Simulink 里可以用Hilbert Transform Filter或者用MATLAB Function做希尔伯特变换，再把两个支路分别乘上同相载波和正交载波，最后相加得到上边带，相减得到下边带。

用相移法搭 SSB 时，调试顺序很关键。我一般先把两条支路分别拉出来看，确认希尔伯特变换得到的信号幅度没有异常衰减，再进入乘法器和加法器。很多人直接搭完整链路，一看到输出不对就怀疑模块或采样时间，实际上问题可能只是希尔伯特滤波器的阶数不够，导致高频分量幅度明显降低。尤其在调制信号带宽比较高时，希尔伯特滤波器需要在通带内平坦，这就要在模块参数里把滤波器阶数从默认值往高调，同时观察频谱确认。

SSB 和 DSB 在频谱上最直观的区别是：SSB 频谱关于载波不再对称，只有一侧有边带。用复信号表示更容易理解，但 Simulink 的Spectrum Analyzer对实信号显示双边谱，最好先把输出信号用Real-Imag to Complex转成复信号，或者直接把载波频率设得足够高，让正负频谱在显示界面里分得开。

参数对比表：调制端三个方案的 Simulink 落地要点

3. 在 Simulink 里搭出可复现的调制解调仿真链路：从信号源到示波器

3.1 搭建 AM 调制解调的最小仿真链路：模块连接与参数设置

我比较反感那种“把所有模块拖进模型就完事”的教程，因为真正能复现的模型一定依赖一套明确的参数。这里给出一版我最近在用的 AM 最小链路配置：调制信号用频率 fm=1kHz 的正弦波，载波频率 fc=50kHz，采样时间 Ts=1/200kHz，也就是载波频率的4倍采样。这个倍数不是随便定的，后面在讲解调滤波器的时候会解释为什么 4 倍只是一个起点。

模块连接顺序是：Sine Wave(m) →Add（加入 DC Constant） →Product→Analog Filter Design（低通） →Scope。这里的Analog Filter Design不是必须的，但它能模拟信道中的带宽限制。为了让“解调后恢复信号”有意义，我会在调制输出后串一个小截止频率的低通，避免高频噪声进入解调端。

初始化脚本写在 MATLAB 端，模型里每个模块的参数用变量引用。这样改参数只需要改一个脚本，不用在模型里到处点。常见的初始化脚本结构如下：

% 初始化脚本：AM_DSB_SSB_params.m fs = 200e3; % 采样频率，单位 Hz，200kHz Ts = 1/fs; % 采样时间，单位 s fm = 1e3; % 调制信号频率，单位 Hz fc = 50e3; % 载波频率，单位 Hz A0 = 1; % AM 直流偏置，调幅度调整用 Am = 0.5; % 调制信号振幅，此时 ma = Am/A0 = 0.5 Amp_c = 1; % 载波振幅 % 低通滤波器：信道带宽限制，防止噪声混叠 chan_filter_order = 4; chan_filter_fc = 5e3; % 信道带宽 5kHz

逻辑说明：这里把所有关键频率和幅度都提到脚本顶部，模型里只写 fs、Ts 这样的变量名。好处是后面改载波频率、改成 DSB 时不需要在 Simulink 里逐个模块找参数。参数说明：采样频率 fs 和建议最基础的载波频率比不要低于 4，否则频谱显示会混叠；调制信号频率控制在载波带宽内；调幅度 ma 用 Am/A0 计算，我习惯把 A0 固定为 1，这样 Am 的数值就是 ma。

写完脚本后在 MATLAB 工作区直接运行，再用 Ctrl+D 让模型参数从工作区刷新，Simulink 里所有引用同一变量的模块会同步更新。这一步经常被忽视，但它是“可复现参数”的核心。

3.2 给 DSB 和 SSB 复用同一链路：开关切换与参数表

同一个模型里把 AM、DSB、SSB 都跑起来，有两种做法。一种是把每个方案的完整链路都画出来，再用Manual Switch切换；另一种是把不同方案封装成子系统，外面留一个选择变量。我在课程设计里用的是第二种，因为子系统可以把内部乱七八糟的导线收起来，答辩时看的人也更容易找到重点。

子系统划分我按“信号源 → 调制器 → 信道 → 解调器 → 分析显示”来做。其中调制器可以是三种方案的任意一种类型，通过一个外部变量MOD_TYPE来切换子系统的内部开关。这个变量定义在初始化脚本里，初始化为'AM'、'DSB'、'SSB'中的一个。

% 调制方案选择 MOD_TYPE = 'SSB'; % 可改为 'AM' 或 'DSB'

当模型里需要根据这个变量选择不同模块时，不能直接让模块“消失”，但可以用Variant Subsystem来实现多条实现路径互斥激活。这个方案的好处是编译之后只有当前选择的那个分支参与仿真，不会让另外两个分支也消耗计算资源。需要说明的是，Variant Subsystem的配置稍微有一点弯弯绕绕：先建一个空子系统，右键选择Variant Choices，关联到两个或三个不同子系统，每个子系统分别对应 AM、DSB、SSB 的调制实现。之后在模型工作区里给MOD_TYPE赋值，模型会自动选择对应分支。

如果你只是做仿真演示而不用跑成大模型，我建议直接用Manual Switch简单切换，速度更快，也免得在变体子系统上踩版本兼容的坑。参数表如下：

这张表看起来简单，但真正能跑出正确波形的人还不多，原因是不同分支的采样时间必须完全一致。比如 AM 分支里载波模块的采样时间写成Ts，DSB 分支里载波模块的采样时间也要写成Ts，不能一个用1/fs、一个用0.001。仿真步长不一致时，输出信号的频谱会在同一频点出现若干根杂散谱线，排查起来非常费劲。

3.3 仿真时间与采样频率的设置：先看频谱再调步长

很多同学把仿真时间直接默认成 10 秒，结果 Scope 里的波形密密麻麻什么都看不清。我一般根据调制信号的周期来设，仿真时长取 5 到 10 个调制信号周期。例如 fm=1kHz，那么仿真时长设 0.01 也就是 10 个周期，足够看清包络。载波频率是 50kHz，10 个调制周期里包含 500 个载波周期，示波器上仍然能看出载波填充形状，恰到好处。

频谱分析时仿真时间可以适当加长，因为频谱分辨率等于 1/仿真时长。如果你把仿真时间设置成 0.01 秒，频谱分辨率只有 100Hz，载波 50kHz 旁边的边带间隔 1kHz 倒是能分开，但边带附近的细节会糊。想要看到更干净的边带结构，可以把仿真时间加大到 0.05 或 0.1 秒，再用Spectrum Analyzer，注意这时候 Scope 里的波形会挤密一些，二者不可能同时完美。

这里还有一类隐含参数，叫“求解器步长”。使用默认变步长时，Simulink 会自适应调整步长，可能在载波快速变化区间把步长缩得很小，导致仿真数据量非常大。固定步长时反而容易预测，我一般用ode1（欧拉法）或ode4（四阶龙格库塔），步长设为Ts。不要为了让仿真跑得快把步长放大到 1e-4，那样载波一个周期只有 5 个点，解调后波形必然严重失真。实际判断标准是：频谱分析仪里的波形没有明显混叠毛刺，且时域包络光滑。

4. 解调端设计与滤波器参数：从相干解调到包络检波

4.1 包络检波只适合 AM，DSB/SSB 必须相干解调

解调端的设计比调制端更考验对原理的理解。AM 可以用包络检波，这是因为它保留了直流偏置，包络就是调制信号的形状。在 Simulink 里搭包络检波，最常见的是用Abs取出绝对值，再接一个低通滤波器滤掉载波分量。也可以直接用Envelope Detector模块，但它在某些版本里需要额外安装通信工具箱，没有的话用Abs + 低通更稳妥。

包络检波有一个内在前提：调制信号的最高频率要远低于载波频率，低通滤波器的截止频率要落在两者之间。如果载波是 50kHz、调制信号最高频率 5kHz，那么低通截止频率取 10kHz 到 15kHz 都是合理区间。低于 5kHz 会把有用信号一起滤掉，高于 50kHz 则载波残波滤不干净。这个经验范围可以在仿真里试出来，但更建议用Spectrum Analyzer看解调输出的频谱，观察是否有明显载波剩余。

DSB 和 SSB 就不能用包络检波了。DSB 的信号过零时会发生相位翻转，直接取绝对值等于是做全波整流，会把倒置的包络再翻上来，解调结果变成“双倍频率”的畸变信号；SSB 没有双边带对称性，包络检波出来的东西几乎没有可用信息。所以 DSB/SSB 要用相干解调：接收端产生一个和发送端同频同相的载波，与接收信号相乘，再过低通滤波器。

相干解调的 Simulink 链路是接收信号 →Product与本地载波相乘 →Analog Filter Design低通滤波 → 再接一个增益补偿。本地载波用Sine Wave产生，频率必须等于发送端载波频率，初始相位也要对齐。如果模型里发送端载波相位是 0，接收端也用 0，那就能得到最理想的结果。实际通信里不可能完全同步，所以我要在仿真里故意加入相位和频偏，用来说明同步误差的影响。

4.2 低通滤波器截止频率怎么定，才能让解调信号不塌陷

相干解调乘法器的输出里包含两部分：基带分量（调制信号的若干倍）和二倍载频分量。低通滤波器的作用是把二倍载频分量滤掉，同时保留基带分量。因此截止频率的上限是 fc，下限是调制信号最高频率。听起来很简单，但实际仿真里“滤干净”和“保得住”是一对矛盾体。

以一个实际配置为例：调制信号频率 fm=1kHz，载波 fc=50kHz，乘法器输出里的两个分量分别在 1kHz 和 100kHz（也就是 2·fc ± fm）。低通滤波器截止频率设成 20kHz 会很安全，但如果你想看解调后信号的带宽是否被压缩，20kHz 显然不理想。对于单音测试信号，截止频率 5kHz 到 10kHz 都可行，对于带限语音信号，则要根据语音带宽来选。我常设的规则是：

• 截止频率 ≥ 2×最高调制频率，留出过渡带余地；
• 截止频率 ≤ 载波频率/5，确保二倍载频分量被大幅衰减；
• 滤波器阶数不低于 4 阶巴特沃斯，避免过渡带太宽；
• 如果需要更陡的过滤效果，选Chebyshev Type I或直接提高阶数，但要警惕通带纹波。

参数设置放在脚本里，可以用fdesign.lowpass生成系数：

% 解调低通滤波器参数 f_pass = 2 * fm; % 通带截止频率，2kHz f_stop = fc / 5; % 阻带起始频率，10kHz，留出过渡带余量 filter_order = 8; design_data = fdesign.lowpass('N,Fp,Fst', filter_order, f_pass, f_stop, fs); lpFilt = design(design_data, 'butter');

这段代码生成一个 8 阶巴特沃斯低通滤波器，通带到 2kHz，阻带从 10kHz 开始。逻辑说明：我特意把通带截止频率设为 2 倍调制频率，是因为滤波器过渡带不是一条竖直线，如果通带只到 1kHz，由于过渡带实际会衰减一部分 1kHz 附近的成分，解调输出幅度会明显减小。参数说明：f_pass和f_stop之间的宽度决定了过渡带陡峭程度，这里 2kHz 到 10kHz 的宽度足够宽，滤波器阶数不需要很高就能稳定。如果你后续要处理实际语音信号，需要把fm换成语音信号的最高频率，比如 4kHz，那么f_pass相应提高到 8kHz 左右。

在 Simulink 里用滤波器系数有两种方式。简单方式是把Analog Filter Design模块的 “Filter type” 设成Lowpass，然后把“Passband edge frequency”和“Stopband edge frequency” 直接填成上一步计算出的数值。更灵活的方式是用Digital Filter模块，把lpFilt这个对象作为参数填进去。我推荐第二种，因为在 MATLAB 里可以同时绘制幅频响应，确认滤波器的频率响应曲线与你预期一致，避免在 Simulink 里试错。

4.3 载波同步误差对 SSB 解调的影响：频偏和相偏的观察方法

相干解调最理想的情况是本地载波频率和相位完全对齐。实际仿真中，为了演示同步误差，我发现很多教材只会说“有误差会恶化”，但不会告诉你怎样在 Simulink 里设置出这种误差。做法其实很简单：把接收端载波模块Sine Wave的频率参数写成fc + delta_f，相位参数写成delta_phi，然后在 MATLAB 工作区里给这两个变量赋值。

% 载波同步误差设置 delta_f = 100; % 频率偏差，单位 Hz delta_phi = 10; % 相位偏差，单位 degree，换算成弧度用 deg2rad

对于 DSB 和 SSB 解调，相偏的影响主要体现在输出幅度上。假设本地载波相位比发送端落后 φ，相干解调后的基带信号会乘以 cos(φ)。也就是相偏 30 度时输出幅度约剩 0.866，相偏 90 度时输出接近零。这是很多人做 SSB 解调仿真时发现信号“消失”的原因，不是模型连接有误，而是相位没对准。

频偏的影响则更隐蔽。如果本地载波频率比发送端高了 100Hz，那么在乘法器输出里，基带信号会被搬移到 100Hz 的位置，而不是 0Hz。你会在频谱仪上看到整个基带信号整体偏移了 100Hz，听起来像“变调”，时域波形则还是正弦但频率变了。对单音信号，这个现象容易被当成“信号频率变了”，对语音信号则会变成明显的机器人声。

观察这些误差有个实用技巧：把解调链路的输出频谱图和原始调制信号频谱图叠在一起看。如果基带信号在低频部分应该落在 1kHz 处，而解调输出谱线落在 1.1kHz，那么频偏就是 100Hz。如果频谱位置正确但幅度变小，那么多数是相偏或滤波器衰减，可以先用脚本算一下理论幅度，再对比仿真值。

5. 避坑与常见问题：仿真结果不对时的排查路线

5.1 现象：频谱里看不到双边带，只有一根载波

刚搭完 AM 链路时，我在Spectrum Analyzer里看到输出只有载波那一根谱线，边带完全看不到。当时第一反应是示波器设置问题，后来才发现是调制信号频率和幅度都太小，边带功率比载波低了 40 多分贝，被频谱仪的显示范围“压”掉了。原因也不复杂：频谱仪默认对数坐标，如果幅度轴不从 -80dB 开始看，边带就会被淹没在噪声底里。

解决方法是先确认时域波形里有明显的包络，然后用频谱仪把纵轴范围调到 -80dBm 到 -10dBm 这个区间，再调整中心频率到 fc 附近。另外，把调制信号振幅调大，比如 Am 从 0.1 改成 0.5，边带幅度大约提升 14dB，频谱上立刻清楚可见。如果时域有包络但频谱还是单根，再检查载波频率是否被不小心设置成调制频率，这种低级错误我也见过。

5.2 现象：解调波形包络是双峰，且和原信号差很远

用包络检波解调 DSB 时，得到的波形会是一个频率为两倍原始信号频率的整流波形。之前辅助排查过一个同学的模型，他直接把 AM 的包络检波链路拿去解调 DSB，Scope 里看到两个“驼峰”，还以为是滤波器参数不对。

原因很清楚：DSB 在半周期的相位翻转让包络检波器把负半周也翻上来了。解决办法是改用相干解调，即插一个本地载波乘法器，再接低通。要确认是否真的是这个问题，可以把乘法器之前的信号直接拉到 Scope 里看，如果输出波形中间能看到明显的相位翻转点，那就可以下结论。另外，如果使用的是Envelope Detector模块，输出和理想包络差很多时，先检查模块内部是否默认添加了直流偏置，有些版本会自动把输入信号加偏置。

5.3 现象：SSB 解调出来有啸叫或直流偏置

SSB 解调后的“啸叫”通常来自两处。第一处是本地载波的频率偏差。比如接收端载波比发送端低 200Hz，那么解调输出会把原始信号整体往下搬移 200Hz，单音信号听起来就是一个频移后的声音，而非正弦的原始频率。第二处是滤波器没滤干净，二倍载频分量进入输出，表现为一个高频残波，听感上像“滋滋”声。

直流偏置也常见。如果 SSB 是用相移法搭的，希尔伯特变换滤波器在低频端会有相位误差，导致两条支路幅度不一致，最终加法器输出里会残留部分载波分量。解决办法是在解调低通后加一个DC Block或者把低通滤波器改成带通，把 0Hz 附近的直流去掉。注意直流是频谱上 0Hz 处的谱线，用DC Block是通用做法。

5.4 现象：波形毛刺多，改变步长就消失

有人把固定步长从 1/200000 改成 1/50000 后，解调波形边缘出现明显毛刺，一开始以为是滤波器不稳定。其实这就是采样不足导致的高频混叠。当步长变大，载波每周期只采 1 个点，恢复出来的包络像锯齿，频谱上会叠出很多混叠分量。

解决办法有两个。一是提高采样频率，至少让载波每个周期有 10 个采样点。对于 50kHz 载波，fs 至少 500kHz，推荐 1MHz，这样解调后的波形边缘更光滑。二是调整 Scope 里的显示采样，把 Scope 数据显示点数降低，避免显示时过度抽取。但治标不治本，固定步长仿真还是建议按“载波每周期 10 个点”来定，别为了图快牺牲波形质量。

5.5 现象：滤波器参数明明按公式算的，解调还是不对

最后这条最坑。我给解调滤波器用fdesign.lowpass生成系数后，在Digital Filter模块里直接填变量lpFilt，仿真结果却完全不按预期衰减。后来才发现，Digital Filter模块里的采样频率和模型求解器步长不是一回事。滤波器系数是基于 fs=200kHz 设计的，但模型里的信号在进入滤波器之前被Zero-Order Hold变成了另一个采样率，两边的采样率不匹配，滤波器实际生效范围就完全变了。

解决方方案是确保链路上每一级信号的采样率一致。我会在模型里用Display模块显示每个信号采样率，或者用Sample Time标注颜色检查。启用 Simulink 工具栏里的 “Sample Time Colors” 功能，不同采样时间的信号会显示不同颜色，非常直观。如果发现滤波器前后的信号颜色不同，就要在滤波器模块参数里设置与前后一致的Sample time，或者在滤波器前重新采样到统一频率。

6. 用信噪比和频谱纯度验收，再叠加真实语音信号

仿真搭到能跑通只是第一步。我接手过的项目问题大多出在“看着能跑，但量化下来性能很差”。这里给出一套我常用的验收流程，不需要额外工具箱，只用 Simulink 自带测量模块和 MATLAB 脚本就能完成。

第一步，把解调输出和原始调制信号分别导出到工作区，用snr函数计算解调信号的信噪比。具体做法是在模型末尾放一个To Workspace模块，保存变量demod_signal，再在脚本里配合原始信号m(t)做对齐和误差计算。注意 Simulink 仿真输出默认带时间向量，要和原始信号做对齐，通常要截掉仿真开头的暂态段，比如前 1ms 的波形不稳定，先切除再算信噪比。

% 验收脚本：计算解调信号 SNR 和 EVM load_system('modem_sim'); out = sim('modem_sim', 'StopTime', '0.1'); demod = out.demod_signal(1000:end, 2); % 去掉前1000个点，避开暂态 orig = out.original_signal(1000:end, 2); snr_demod = snr(demod - mean(demod), orig - mean(orig)); evm = rms(demod - orig) / rms(orig) * 100; fprintf('解调 SNR = %.2f dB, EVM = %.2f%%\n', snr_demod, evm);

这段代码里out.demod_signal(1000:end, 2)的取法，是因为在To Workspace默认输出是带时间戳的矩阵，第一列是时间，第二列是信号。逻辑说明：先减直流再算 SNR，因为解调链路难免有直流偏置，直流分量会干扰 SNR 计算。参数说明：切掉前 1000 个采样点是为了躲开滤波器的建立阶段，具体的截断点数取决于滤波器的阶数和截止频率，阶数越高，暂态越长。

第二步，用Spectrum Analyzer直接看解调输出频谱。只验证时域波形不够，要确认在二倍载频位置没有明显滤波残差，原始信号频带内的频谱形状和原信号一致。如果 SNR 很高但 EVM 大于 10%，多半是滤波器相位失真导致的波形畸变，而不是随机噪声。

第三步，把单音信号换成本地录入的真实语音或一段带限噪声，重复上面两条链路。语音信号不是纯正弦，包络起伏大，对 SSB 相移法两条支路的幅度一致性要求更高。很多单音信号能通过的模型，一换语音就露馅。用语音信号测试时，把Spectrum Analyzer的窗口类型从默认矩形窗改成汉明窗，能够减少频谱泄漏，更容易看清边带是否被保留完整。

我自己的习惯是每一版仿真都保留一个参数快照文件，包括调制类型、载波频率、采样频率、滤波器阶数和截止频率、最终 SNR 和 EVM。这样后续跑不同业务场景时，不用重新摸一遍参数，直接对照快照调整。有一次在给某跨平台系统做预研时，我把端到端语音业务切换成带限信号，结果省了一下午的返工时间。所以请你也从第一次仿真开始就养成参数留痕的习惯，这比任何技巧都实用。希望帮到你。

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