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简介：这是一份围绕STM32实现Boost数控电源的完整项目资料，适合嵌入式电源方向的学生、电子竞赛选手及课程设计开发者，用于理解升压变换、恒流恒压闭环控制与上位机联调等关键问题。压缩包共510个文件，约32.82MB，包含大量.h/.c源码、Keil工程文件（uvprojx、uvoptx）、hex/axf可执行文件，以及pdf/docx/txt说明、芯片包和上位机相关资源，便于从底层驱动到整机方案对照学习。已有1610人学习下载，说明该案例在电源类实践中具有一定参考价值。资料重点覆盖STM32外设配置、PWM占空比调节、ADC采样反馈、恒流/恒压模式切换及串口通信等内容，读者可据此梳理Boost电源的软硬件结构，复现实验电路，排查控制环路与参数整定中的常见问题，并在此基础上扩展电压范围、电流限制和监控界面。

1. 拆前先问一句：这块 STM32 Boost 数控电源，到底卡在硬件还是固件

有人拿着一套 STM32 Boost 数控电源资料来问，能不能直接改成 5V 进、24V 出、2A 带载。我没急着看代码，先问电感选多大，他答不上来。这类项目的分水岭就在这儿：决定一块升压电源稳不稳的，从来不是 MCU 跑多少兆，而是电感电流有没有算过、ADC 采样落在哪个时刻、环路带宽压没压在右半平面零点以下。这份资料的价值，是它把 STM32 的 PWM、ADC、PI 调节和 Boost 主功率级串成了一条能跑通的完整链路，固件工程和硬件是一一对应的对照物，而不是几张截图加一段公式。资料丰富的好处在这儿体现得最明显——参数改错了，你能回头找到对应的计算依据。

适合两类人：正在做课程设计、想把 Buck 经验迁移到升压拓扑的嵌入式工程师；手里已经有板子、但一直被啸叫、炸管、轻载飘压折腾的人。下面按我实际拆包和复现的顺序讲，先算账，再看时序，最后说保护和验证。

2. 升压级的账要先算平：占空比、电感电流与右半平面零点

2.1 升压拓扑的三个硬边界，绕不过去

第一个边界是占空比。理想情况下 $D = 1 - V_{in}/V_{out}$，5V 升 24V 算出来是 0.792。但真实电路里串着 MOS 的导通电阻、电感的直流电阻和肖特基的正向压降，要把这些补回去，实际占空比会爬到 0.80 到 0.83 之间。这个数字很关键，它决定了后面所有的电流应力和零点位置——很多改造失败，就是把理想值当成了实际值，电感按理想电流选，一上载就饱和。

第二个边界是电感平均电流。升压变换器输入端和电感是串联的，输出电流只在 $(1-D)$ 那段时间里由电感供给，所以 $I_L = I_{out}/(1-D)$。输出要 1A，电感平均电流就是 4.8A，算上 88% 的效率实际是 5.5A 左右。第一次做 Boost 的人最容易在这儿翻车：以为输出 1A 是小电流，结果电感、采样电阻、MOS 全按 1A 选，一加载直接保护。

第三个边界是右半平面零点。升压拓扑的传递函数里天然存在一个右半平面零点，频率是

$$f_{RHPZ} = \frac{(1-D)^2 R}{2\pi L}$$

它的恶劣之处在于增益随频率上升而相位往下掉。环路带宽必须压在 $f_{RHPZ}$ 的五分之一以下，否则你无论怎么调 PI，相位裕度都不够，表现为输出带载时持续低频振荡、电感啸叫。这条是血泪经验：我见过有人把 PI 的 Kp 从 0.1 一路调到 5，振荡一点没改善，因为问题根本不在增益，而在带宽越界。

2.2 从指标反推主功率参数：一份可以直接改数字的脚本

与其拿计算器按半小时，不如把推导写成脚本。下面这段是我改这一版资料时先跑的，输入只有四个：输入电压、输出电压、输出电流、开关频率，出来的是占空比、电感量、饱和电流、输出电容和那个要命的零点频率。

# boost_design.py —— 从输入指标反推主功率级参数 Vin, Vout, Iout = 5.0, 24.0, 1.0 fsw = 200e3 # 开关频率 200 kHz eta = 0.88 # 整机效率，按经验先估，实测再回代 Vf = 0.45 # 肖特基正向压降 ripple = 0.35 # 电感纹波系数，一般取 0.3~0.4 Vripple = 0.05 # 目标输出纹波 50 mV D_ideal = 1 - Vin / Vout D_real = (Vout + Vf - Vin) / (Vout + Vf) # 补上二极管压降 Iin = Vout * Iout / (Vin * eta) # 输入平均电流 IL = Iin # 电感平均电流 = 输入电流 dIL = ripple * IL L = Vin * D_real / (dIL * fsw) # 电感量 Ipk = IL + dIL / 2 Isat = 1.3 * Ipk # 饱和电流留 30% 裕量 Cout = Iout * D_real / (fsw * Vripple) # 仅按容性纹波估 R_load = Vout / Iout f_rhpz = (1 - D_real) ** 2 * R_load / (2 * 3.1416 * L) print(f"D_real = {D_real:.3f} IL = {IL:.2f} A") print(f"L = {L*1e6:.1f} uH Ipk = {Ipk:.2f} A Isat >= {Isat:.2f} A") print(f"Cout = {Cout*1e6:.0f} uF f_RHPZ = {f_rhpz/1e3:.1f} kHz")

跑出来的一组数是：占空比 0.796，电感平均电流 5.45A，理论电感量 10.4µH，峰值电流 6.41A，饱和电流要求不低于 8.3A，输出电容 80µF，右半平面零点在 16kHz。

参数说明和取舍：电感取标称 10µH 就够，但饱和电流这一栏千万别照 6.4A 买，磁芯在直流偏置下电感量会掉，实际选 10A 以上的屏蔽电感更保险。输出电容算出 80µF 是纯容性纹波，实际还要叠电解的 ESR 贡献，常见做法是 100µF 固态电容并一颗 10µF 陶瓷，陶瓷负责高频尖峰，固态负责储能。零点频率 16kHz 意味着闭环带宽不能超过 3.2kHz，这个数字就是后面调 PI 的天花板。

提示：脚本里的eta和Vf是第一版估计值，板子跑起来之后要把实测效率回代重算一次。效率从 0.88 掉到 0.80，电感电流会涨 10%，采样电阻的功耗和限流点都要跟着改。

2.3 采样链路选型：低边电阻、DCR 还是霍尔

电流采样决定了限流准不准、恒流模式能不能用。三种方案在这类小功率 Boost 上的差异很明显。

低边采样电阻是资料里默认的做法：把 10mΩ 电阻串在开关管源极到地之间，运放做 50 倍以上的差分放大。优点是共模电压接近零，运放好选、精度高、成本低。缺点是它只测得到开关管导通那段时间的电流，所以 ADC 采样必须跟 PWM 同步，而且轻载进入跳周期模式后会拿不到有效值。电阻功耗按 $I_{rms}^2 R$ 算，5.5A 有效值配 10mΩ 是 0.3W，必须用 2512 或者 1W 的合金电阻，普通 0805 上去就发黑。布线要走开尔文接法，两根采样线从电阻焊盘内侧引出，不能从走线中途分叉，这个细节直接决定限流点的一致性。

电感 DCR 采样是无损方案，在电感两端并 RC 网络，让 $R \cdot C$ 等于 $L/DCR$ 的时间常数，从电容上取压降。好处是不引入额外损耗，坏处是 DCR 本身随温度漂 30% 以上，精度只能做到 ±20%，我一般只拿它做辅助判断，不用来做恒流。

霍尔或者集成电流传感器适合更大功率的场合，隔离、带宽宽、精度稳，代价是成本和体积。5V 进 24V 出 1A 这个量级用它有点浪费，除非要做多路并联均流。

选完采样还要算 ADC 分辨率。24V 输出经 1/10 分压到 2.4V，12 位 ADC 在 3.3V 基准下每个 LSB 是 0.806mV，折算到输出端是 8mV。听起来够用，但分压电阻的热噪声和 ADC 的抖动会把这个精度吃掉一半，实测有效位数大概 9 到 10 位。要做 10mV 级的稳压精度，得靠软件做平均或者用外部基准。

3. STM32 侧的时序对齐：200 kHz PWM 与 ADC 触发怎么咬合

3.1 定时器配置：中心对齐 PWM 的计数边界

单管异步 Boost 只需要一路 PWM，同步整流版本才需要互补的两路加死区。资料里的主功率级是单管结构，所以定时器配置的重点不在死区，而在计数模式和更新事件的频率。

用高级定时器出 200kHz、中心对齐的 PWM，计数时钟 170MHz 时周期寄存器算下来是 425。中心对齐的好处是开关管在计数器峰值和谷底各动作一次，电流纹波呈三角形，谐波分布比边沿对齐柔和，采样点也正好落在纹波的中点或谷底，取到的是平均值附近而不是尖峰。

/* TIM1 中心对齐 PWM：fsw = 200 kHz，计数时钟 170 MHz */ /* ARR = 170e6 / (2 * 200e3) = 425 */ TIM_HandleTypeDef htim1; TIM_OC_InitTypeDef sConfigOC = {0}; htim1.Instance = TIM1; htim1.Init.Prescaler = 0; /* 不分频 */ htim1.Init.CounterMode = TIM_COUNTERMODE_CENTERALIGNED1; htim1.Init.Period = 425 - 1; htim1.Init.RepetitionCounter = 1; /* 关键：中心对齐下一次溢出不够，用 RCR 压成一个开关周期一次 */ htim1.Init.AutoReloadPreload = TIM_AUTORELOAD_PRELOAD_ENABLE; HAL_TIM_PWM_Init(&htim1); sConfigOC.OCMode = TIM_OCMODE_PWM1; sConfigOC.Pulse = 0; /* 上电先给 0，等软启动接管 */ sConfigOC.OCPolarity = TIM_OCPOLARITY_HIGH; sConfigOC.OCFastMode = TIM_OCFAST_DISABLE; HAL_TIM_PWM_ConfigChannel(&htim1, &sConfigOC, TIM_CHANNEL_1); HAL_TIM_PWM_Start(&htim1, TIM_CHANNEL_1);

RepetitionCounter = 1是这里最容易漏的一行。中心对齐模式下计数器从 0 数到 ARR 再数回 0，更新事件在一个开关周期里会来两次，如果拿它当 ADC 触发源，采样率就变成了 400kHz，而且是交错采两遍同一个量。把重复计数器设成 1，更新事件被压成每周期一次，触发节奏才对得上。

占空比的分辨率也要心里有数：ARR 是 425，一个计数对应 0.235% 的占空比。在 24V 输出、占空比 0.8 附近，一个 LSB 引起输出电压跳变约 70mV。想要更细的调压步进，就得提高计数时钟或者换带高分辨率定时器的型号，普通定时器在这个频率下就是这个精度。

3.2 ADC 与 PWM 同步：采样窗口落在哪个时刻

采样时刻选错，是这类项目里最隐蔽的一类故障。低边采样电阻上的电流只在开关管导通期间存在，如果 ADC 在关断期间采样，读到的是零，PI 会把占空比一路推到最大，然后过流保护。表现出来就是"一上电就打嗝"，很多人以为是保护阈值设低了，其实是时序错了。

正确做法是用定时器的 TRGO 去触发 ADC 注入组，触发点选在计数器峰值（中心对齐时对应导通中点），这样采到的就是电感电流的平均值附近。注入组的好处是它插在规则组前面执行，不受主循环里其他采样任务的影响，时序确定。

/* ADC1 注入组：TIM1_TRGO 上升沿触发，先采输出电压再采电感电流 */ ADC_ChannelConfTypeDef sConfig = {0}; hadc1.Instance = ADC1; hadc1.Init.ClockPrescaler = ADC_CLOCK_SYNC_PCLK_DIV4; hadc1.Init.Resolution = ADC_RESOLUTION_12B; hadc1.Init.ContinuousConvMode = DISABLE; hadc1.Init.ScanConvMode = ENABLE; hadc1.Init.ExternalTrigInjecConv = ADC_EXTERNALTRIGINJEC_T1_TRGO; hadc1.Init.ExternalTrigInjecConvEdge = ADC_EXTERNALTRIGINJECCONV_EDGE_RISING; hadc1.Init.InjectedNbrOfConversion = 2; HAL_ADC_Init(&hadc1); sConfig.Channel = ADC_CHANNEL_1; /* 输出分压 */ sConfig.Rank = 1; sConfig.SamplingTime = ADC_SAMPLETIME_28CYCLES; /* 运放建立时间要留够 */ HAL_ADC_ConfigChannel(&hadc1, &sConfig); sConfig.Channel = ADC_CHANNEL_2; /* 低边电阻放大后 */ sConfig.Rank = 2; HAL_ADC_ConfigChannel(&hadc1, &sConfig);

采样时间从 2.5 周期改成 28 周期不是随手写的。分压电阻 10k 并联 100nF 之后，源阻抗在百欧量级，2.5 周期的采样电容建立误差能到几个 LSB；低边采样经过运放输出串了 100Ω 隔离电阻，同样需要更长的建立时间。28 周期在 42.5MHz 的 ADC 时钟下是 0.66µs，相对 5µs 的开关周期占 13%，还在可接受范围。如果采样窗口再长，就会跨过开关沿，反而把开关噪声采进来。

转换结果要在注入转换完成回调里取，别在主循环里轮询标志位，那样会错过本周期，PI 用的就是上一周期的旧数据。

3.3 数字 PI 的落地写法：增量式、钳位与输出限幅

升压拓扑的 PI 我倾向用增量式，理由很实际：增量式的积分作用体现在输出量自身，对输出占空比钳位就等于钳住了积分器，不会出现位置式那种积分项单独跑到天上去、退饱和要等好几秒的情况。

typedef struct { float kp, ki; float err_prev; /* 上一拍误差 */ float out; /* 当前占空比 0.0 ~ out_max */ float out_max, out_min; } PI_t; /* 增量式 PI：输出直接是占空比，钳位即抗饱和 */ float PI_Update(PI_t *p, float ref, float fb) { float err = ref - fb; float du = p->kp * (err - p->err_prev) + p->ki * err; p->err_prev = err; /* 饱和时也要更新，否则退饱和会滞后 */ p->out += du; if (p->out > p->out_max) p->out = p->out_max; if (p->out < p->out_min) p->out = p->out_min; return p->out; }

三个参数怎么取：out_max必须限制在 0.85 左右，不能给到 0.95。占空比逼近 1 的时候升压能力趋近于零，右半平面零点也压到几千赫兹，环路必然失稳，这个上限是硬约束而不是调参余量。out_min给 0 就行，但要配合假负载，否则空载时占空比掉到零、输出直接跟随输入，看起来像"升不上去"。

kp和ki的整定顺序是先比例后积分。把ki归零，kp从 0.02 开始加，加到输出对给定阶跃有响应但明显过冲，再退回一半；然后加ki，从kp/200开始，观察稳态误差收敛速度，加到出现低频摆动就退回去。整个过程在 1kHz 的环路频率下做，改一次参数看一次阶跃，十分钟能收敛。

注意：PI 的调用频率必须等于开关频率，放在 PWM 周期中断里跑。放在主循环里跑会引入不确定的延迟，采样到输出的相位滞后一大，调出来的参数换块板子就失效。

4. 保护链与软启动：把炸管概率压到最低的三道闸

4.1 逐周期限流：比较器加刹车输入，比软件快一个数量级

软件限流的问题是慢。ADC 采样、转换完成、进中断、判断、改占空比，这一圈下来最快也要两三个开关周期。短路发生时，电感电流在几十微秒内就能冲到十几安培，等到软件反应过来，MOS 已经在雪崩区了。

可靠做法是把模拟比较器的输出直接接到定时器的刹车输入脚。比较器比较低边采样电阻上的电压和 DAC 设定的阈值，一旦超过就拉高，定时器硬件立即把输出拉到定义的 idle 电平，整个过程不经过 CPU，延迟只有几十纳秒加滤波时间。

/* TIM1 刹车输入：比较器输出直接封波，故障后必须软件手动恢复 */ TIM_BreakDeadTimeConfigTypeDef sBreak = {0}; sBreak.OffStateRunMode = TIM_OSSR_ENABLE; /* 运行时关闭态由 OSSR 决定 */ sBreak.OffStateIDLEMode = TIM_OSSI_ENABLE; /* 空闲时也保持关断 */ sBreak.DeadTime = 0; /* 单管拓扑不需要死区 */ sBreak.BreakState = TIM_BREAK_ENABLE; sBreak.BreakPolarity = TIM_BREAKPOLARITY_HIGH; sBreak.BreakFilter = 0x3; /* 几个时钟的滤波，压住开关噪声毛刺 */ sBreak.AutomaticOutput = TIM_AUTOMATICOUTPUT_DISABLE; /* 关键：不许自动恢复 */ HAL_TIMEx_ConfigBreakDeadTime(&htim1, &sBreak); /* 故障计数与恢复放在 1 ms 任务里做，不在刹车中断里做 */ void PSU_FaultTask(void) { if (__HAL_TIM_GET_FLAG(&htim1, TIM_FLAG_BREAK) != RESET) { __HAL_TIM_CLEAR_FLAG(&htim1, TIM_FLAG_BREAK); fault_cnt++; __HAL_TIM_MOE_DISABLE(&htim1); /* 保持封波，等状态机决定 */ } }

几个参数值得说。BreakFilter不能给 0，开关瞬间的共模干扰会让比较器误触发，表现为"带载加到一半随机掉电"，看着像玄学。但也不能给太大，滤波时钟越多响应越慢，我一般在 200kHz 开关频率下给 3 到 7 之间。AutomaticOutput必须关掉，如果开了自动输出，刹车信号一消失 PWM 就自己恢复，短路还没排除就又打一次，电感直接饱和。故障恢复一定要走状态机的冷却流程，让人为和逻辑都有判断时间。

比较器的 DAC 阈值怎么定：按Isat / 1.2反推采样电阻上的电压再乘运放增益。以 10mΩ、50 倍增益、8A 限流点为例，阈值为 8 × 0.01 × 50 = 4.0V。留 20% 裕量是因为比较器有失调，而且运放输出在大电流下会压缩。

4.2 软启动斜坡：把 24V 拆成 20 毫秒

硬启动的危害有两层。电气上，输出电容瞬间被当成短路，电感电流冲到限流点，输入电源被拉塌，严重时 MCU 自己复位。控制上，PI 的误差项一开始就是满量程，积分立刻饱和，等输出冲过头再退饱和，过冲能到额定值的 40% 以上。

软启动的做法是给 PI 一个斜坡上升的参考值，而不是直接给目标值。斜坡起点取输入电压附近（升压拓扑输出不可能低于输入），斜率按输出电容算：I_charge / C决定上升速度，1A 恒流给 100µF 充电是 240V/s，也就是 20ms 从 5V 爬到 24V 左右。斜坡太陡起不到作用，太缓又会让上电时间不可接受。

#define V_RAMP_START 5.0f /* 从输入电压附近起步 */ #define RAMP_STEP 0.095f /* 每 100us 涨 0.095V，约 20 ms 到 24V */ static float v_ramp = V_RAMP_START; void PSU_SoftStart(void) /* 100 us 周期中断里调用 */ { if (v_ramp < v_set) { v_ramp += RAMP_STEP; if (v_ramp > v_set) v_ramp = v_set; } duty = PI_Update(&pi, v_ramp, v_out); __HAL_TIM_SET_COMPARE(&htim1, TIM_CHANNEL_1, (uint32_t)(duty * 425)); }

这里有个细节容易忽略：斜坡期间 PI 的err_prev也要正常更新，不能因为还在软启动就跳过。跳过的话，斜坡结束切入闭环的那一拍会算出一个巨大的增量，前功尽弃。另外恒流模式下的软启动要把参考值换成电流，斜坡改成从 0 开始的电流斜坡，逻辑结构一样。

4.3 状态机与故障记录：让板子自己说清怎么挂的

保护逻辑堆到四五个之后，用 if-else 写必然乱。状态机是唯一能长期维护的写法，而且它天然带冷却和重试次数限制。

typedef enum { ST_IDLE, ST_SOFTSTART, ST_RUN, ST_FAULT, ST_COOLDOWN } psu_state_t; static psu_state_t st = ST_IDLE; static uint8_t fault_cnt = 0; static uint32_t t_fault = 0; void PSU_Task(void) /* 100 us 周期 */ { switch (st) { case ST_IDLE: duty = 0.0f; if (cmd_enable) { v_ramp = Vin_measured; st = ST_SOFTSTART; } break; case ST_SOFTSTART: v_ramp += RAMP_STEP; if (v_ramp >= v_set) { v_ramp = v_set; st = ST_RUN; } duty = PI_Update(&pi, v_ramp, v_out); break; case ST_RUN: duty = PI_Update(&pi, v_set, v_out); if (oc_flag || ov_flag || ot_flag) st = ST_FAULT; break; case ST_FAULT: duty = 0.0f; __HAL_TIM_MOE_DISABLE(&htim1); fault_cnt++; t_fault = tick_ms; st = ST_COOLDOWN; break; case ST_COOLDOWN: if (fault_cnt >= 5) { /* 锁死，等人工复位 */ } else if (tick_ms - t_fault > 500) { st = ST_IDLE; } break; } __HAL_TIM_SET_COMPARE(&htim1, TIM_CHANNEL_1, (uint32_t)(duty * 425)); }

500ms 的冷却时间不是拍脑袋：它要足以让输出电容和假负载把电压放到安全水平，也要让电感温度回落一点。5 次重试上限是为了区分"偶发干扰"和"真故障"——如果连续五次都在软启动阶段挂掉，肯定是硬件问题，继续重试只会扩大损坏范围。

故障类型建议存进一个字节的位域里，掉电前写进备份寄存器或者外挂的 EEPROM。调试阶段最常见的场景是板子跑两天挂一次，现场没记录，只能靠猜；有了故障码，一看是过温还是过流，排查方向立刻收窄。

5. 避坑实录：调 Boost 数控电源最容易翻车的五个地方

5.1 空载时输出电压一路飘到 30V 以上

现象：输出端不接负载，设定 24V，实测慢慢爬到 30V 甚至更高，接上负载立刻回到 24V。

原因：升压拓扑在空载时输出电流为零，占空比理论上应该趋近于零，但实际存在最小导通时间、驱动延迟和输出电容的漏电流，能量只进不出，电容电压就一路累积。这不是环路调得不好，是拓扑本身在空载下没有泄放通路。

解决：输出端并一只假负载电阻，按额定电流的 1% 到 2% 取值，24V/1A 的系统用 1.2kΩ、0.5W 就够。如果对空载效率有要求，就在固件里加一个电压上限判断，超过设定值 5% 就强制关波几百微秒，让它跌回来再开，也就是间歇工作模式。

5.2 上电瞬间 MOS 炸掉，测下来是电感饱和

现象：第一次上电就炸管，拆下来的 MOS 是 D-S 击穿，电感量测出来比标称低了 70%。

原因：启动瞬间输出电容相当于短路，PI 立刻把占空比顶到上限，电感电流按 $V_{in}/L$ 的斜率直线上升，几个开关周期就超过了磁芯的饱和点。饱和之后电感量掉到原来的几十分之一，电流上升斜率陡增十倍，MOS 里过的电流远超额定。

解决：软启动斜坡必须在闭环之前生效，也就是第一拍 PWM 就要受斜坡约束，不能先开环跑一段时间再切闭环。另外out_max限在 0.85，别给 0.95。选电感时饱和电流按峰值电流的 1.3 倍以上，不要按平均值。

5.3 输出稳定但一直有低频啸叫，改 PI 参数没用

现象：轻载时输出在 200 到 500Hz 之间持续摆动，电感有可听见的啸叫，加大 Kp 减小 Kp 都只是改变摆动幅度，频率不变。

原因：环路带宽越过了右半平面零点。前面算过 5V 升 24V、10µH 的时候零点在 16kHz，带宽上限 3.2kHz。如果 PI 的积分时间常数给得太小，实际穿越频率跑到 5kHz 以上，相位裕度是负的，就会出现这种与参数弱相关的固定频率振荡。

解决：先算零点频率，再把穿越频率压到它的五分之一以下，重新整定 PI。如果带宽压不下来是因为输出电容太小，那就得加电容。这条没有捷径，靠试参数是试不出来的。

5.4 ADC 读到的电流值跳动超过 20%

现象：示波器上看电感电流波形很干净，但固件里读回来的电流值上下跳，限流点因此很不准。

原因：采样时刻没有跟 PWM 同步，或者虽然同步了但采样窗口跨过了开关沿。另一种情况是采样电阻的布线没走开尔文接法，把功率回路的压降一起测进去了。

解决：确认 ADC 是注入组触发而规则组软件启动的混合用法，检查触发源是不是 TIM_TRGO。把采样时间从 2.5 周期加到 28 周期以上看有没有改善。低边电阻的两个采样脚必须从焊盘内侧单独引出，中间不要有任何功率电流经过。

5.5 限流点算出来是 8A，实测 5A 就保护了

现象：按公式算的限流阈值，实测差了一大截，而且温度越高保护点越低。

原因：三个叠加因素。比较器和运放本身有失调，几十毫伏在 10mΩ 的采样电阻上就是几安培的偏差；采样电阻是正温度系数，温度上来阻值变大；再一个是 PWM 的响应延迟，实际电流峰值比采样到的值更高，硬件刹车又在峰值之后才动作。

解决：阈值按理论值加 20% 裕量设定，然后用电子负载实测标定，把实测值和理论值的偏差写成补偿系数放进固件。采样电阻选低温漂的合金材质，别用厚膜。刹车滤波参数调小一档，看保护点有没有往理论值靠近。

6. 上电验证与闭环整定：用阶跃响应反推相位裕度

板子焊完第一次上电，我按四步走，每一步都必须过完再进下一步。

第一步只给 MCU 供电，主功率级的输入断开。用示波器看 PWM 引脚，确认频率是 200kHz、占空比在软启动阶段的斜坡正常。这一步能挡掉大部分定时器配置错误。

第二步给主功率级串一个可调直流源，限流设到 200mA，输出接 1kΩ 假负载。缓慢升输入电压，用万用表盯着输出，确认能升上去但升不高——这一步是验证电感、二极管、驱动都正常工作，同时电源的限流能兜住任何异常。

第三步接入电子负载，从 10% 额定电流开始，每档停 30 秒，记录输入输出和 MOS 温度。这一步主要看效率曲线和温升有没有异常点。

第四步才做动态测试。用电子负载做 10% 到 90% 的电流阶跃，上升沿设 100µs，示波器抓输出电压。判据如下：

阶跃响应里能读出相位裕度：过冲在 5% 以内、恢复过程没有二次振荡，对应相位裕度大概 60 度以上；如果出现两三个可见的振荡周期才收敛，说明裕度在 30 度左右，勉强稳定但温度漂移或者器件离散就能把它推失稳。这个判断方法是经验性的，比不上用频响分析仪注入扫频，但对没条件买设备的人来说够用。

还有一个容易被跳过验证的项：满载运行两小时后，把输入电压从 5V 拉到 4.5V 再拉回来，看输出有没有掉出稳压范围。输入欠压时的环路增益变化很大，这一步能暴露出 PI 参数只在标称点勉强收敛的问题。

从那以后我每次改这类升压电源的参数，都会先把电感电流和零点频率算一遍写进注释，再动手调 PI，哪怕只是把输出从 24V 改成 19V 也照做一遍。数字电源的玄学基本都是没算账造成的。希望帮到你。

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